Integrated Power Factor Correction (PFC) and Sensorless Field...

AN1278使用 dsPIC® DSC 的

交错功率因数校正（IPFC）

前言

数字电源的应用非常广泛，从电信电源和基站到空调及其他家用电器，随处可见。所有这些应用都普遍使用功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）级来改善输入功率因数、电压调节和输入电流的总谐波失真（Total Harmonic Distortion， THD）。如果没有这样的PFC 级，注入电流会由于短时间内的不连续而产生较大的谐波分量。这又会导致更高的电网损耗、辐射和总谐波失真。在功率级较高时，这些问题会更加明显，从而导致系统总体效率降低。

标准升压转换器拓扑结构是实现数字 PFC 的首选方法。该拓扑在持续导通模式（Continuous Conduction Mode，CCM）下运行转换器，从而显著减小输入电流的谐波分量。应用笔记AN1106《用 dsPIC® DSC 实现能量转换应用中的功率因数校正》（DS01106A_CN）介绍了如何使用 dsPIC® 数字信号控制器（Digital SignalController， DSC）以数字方式实现单级 PFC。

本应用笔记重点介绍交错功率因数校正（InterleavedPower Factor Correction， IPFC）转换器的设计。其中说明了如何在 16 位定点 dsPIC DSC 上以数字方式实现IPFC，包括功能实现的理论以及 MATLAB® 建模。本应用笔记还提供了硬件设计指南并介绍了如何安装和配置IPFC 参考板。 IPFC 参考设计的目的是帮助用户通过使用 dsPIC DSC 快速评估和改进 PFC。

dsPIC DSC 成本低且性能高，并组合了许多功能强大的电子外设，如模数转换器（Analog-to-Digital Converter，ADC）、脉宽调制器（Pulse-Width Modulator，PWM）和模拟比较器，有助于简化电源应用的数字产品设计和开发。

使用以数字方式实现的 IPFC 可以获得以下优点：

• 可轻松实现复杂控制算法

• 可通过软件灵活地进行修改，以满足具体客户的要求

• 更容易与其他应用相结合

本应用笔记介绍的控制器和硬件设计准则与技巧可用来创建结构良好且可维护的应用设备。针对 IPFC 设计开发的软件非常灵活，可根据具体应用的要求对其进行定制和配置。

功率因数的含义为了更深入地理解功率因数（Power Factor，PF），非常有必要知道功率有以下两个分量：

• 有功功率

• 无功功率

有功功率是在用户电表中记录的实际消耗的功率。这部分功率完成有用功，如转化成热能、光能和动能。有功功率以 kW 表示，在电表上显示为 kWH。

无功功率是维持与工业感性负载相关的电磁场（Electromagnetic Field，EMF）所需的功率。无功功率以 kVAR 表示。

包括有功分量和无功分量在内的所需总功率称为视在功率，以千伏安（kVA）表示。

功率因数是通过总视在功率计算任意系统所用有功功率大小时使用的一个参数。由于提高功率因数通常会带来明显的经济效益，因此它已成为一个重要的可测量量。公式1 定义了功率因数。

公式 1：

作者： Vinaya Skanda 和 Anusheel Nahar Microchip Technology Inc.

Power Factor Real PowerApparent Power---------------------------------------=功率因数

有功功率

视在功率

2009 Microchip Technology Inc. DS01278A_CN第1页

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当该比值偏离 1 时，表示输入中存在相移或谐波失真（或者两者均有），其中任意一项都会减小功率因数。因此，由于以下两点原因，相应功率被视为系统中的无功功率：
• 电流相对于电压的相移（导致位移）

• 电流中存在谐波分量（导致失真）

这两个因数分别定义为位移因数和失真因数，二者相乘得到功率因数，如公式2 中所示。

大多数功率转换应用使用 PFC 级作为交流-直流转换器的第一级来改善相移因数和失真因数，以便从电源获得

小的视在功率。为减少输电线和发电机中的功率损耗，需要从电源中吸收小的视在功率，从而提高电源质量和总的系统效率。PFC 级的基本功能是使得流出系统的输入电流呈正弦波并与输入电压保持相位一致。

公式2：位移因数和失真因数

功率因数 = 位移因数 x 失真因数

其中：

cosφ = 电压与电流的位移因数

THD = 总谐波失真

I1 = 以基波频率流出电源的电流

I2 = 以二倍基波频率流出电源的电流，以此类推

PowerFactor φcos 11 I2 I1⁄( )2 I3 I1⁄( )2 …+ + +---------------------------------------------------------------------⋅ φcos

1 THD2+----------------------------= =

位移因数失真因数

THD I2 I1§( )2 I3 I1§( )2 …+ +=

功率因数

DS01278A_CN第2页 2009 Microchip Technology Inc.

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两级IPFC 的拓扑注意事项图 1 说明了两级 IPFC 系统的简化框图以及其与 dsPICDSC 器件的接口。该系统是一个交流-直流转换器，可将交流输入电压转换为经过调节的直流输出电压并保持高输入 PF。IPFC 转换器使用两个相互并联且电流相位被控制为相差 180º 的升压转换器。

使用 dsPIC DSC 器件实现控制算法。以下信号是 dsPIC DSC 和控制算法的输入（见图 1）：

• 整流后的输入电压（VAC）

• 整流后的输入电流（IAC）

• 直流母线电压（VDC）

• MOSFET1 电流（Im1）

• MOSFET2 电流（Im2）

dsPIC DSC 生成两个 PWM 脉冲： PWM1 和 PWM2，这两个脉冲控制两个 IPFC 转换器。两个独立转换器开关电流（Im1 和 Im2）受到监视，确保两级之间负载均衡。

IPFC 系统的第一级是一个输入整流器，它将电源频率的交流电压转换为单向整流电压。整流后的电压馈入PFC 转换器电路中，在负载上产生一个平滑恒定的直流电压。控制系统的选择取决于所用 PFC 转换器的类型。

为确定要使用何种 PFC 转换器，需比较下列三种基本拓扑结构：降压式、升压式和升降压式（见图 2）。表 1 说明了这三种拓扑结构的功能区别。通过比较不同的拓扑结构，我们选择升压转换器拓扑结构，因为它具有以下主要特征：

• 可在持续导通模式下运行

• 无交叉失真

• 输出电压为正

• 输出电压大于输入电压

• 成本较低

升压拓扑结构

升压式 PFC 转换器放大输入电压并将电感器电流的波形调整为与整流后的交流电压相似。电源开关的额定电压与转换器的额定输出电压相同。图 3 中显示了基本的升压转换器电路。

与其他基本拓扑结构（例如降压转换器或升降压转换器）不同，升压拓扑结构 PFC 转换器可在持续导通模式下运行。该模式可减小输入电流中的谐波分量。但是，在持续导通区域中的运算取决于系统中的电感值和负载量。

图 1：两相 IPFC 框图

整流器

数字信号控制器

（dsPIC® DSC）

负载

VAC IAC VDC

PFC 转换器（I 级）

PFC 转换器

（II 级）

IM1 IM2

直流输出

PWM2 PWM1

交流电源


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图 2：电源转换拓扑结构

降压转换器

升压转换器

升降压转换器

V1

S

D

L

C

-

+

+

-

i

V2

S

DL

C

-

+

+

-

i

V2

SD

LC

-

+

-

+

i

V2

V1

V1

V1

i

i

i

0

0

0

ωt

ωt

ωt

ωt

ωt

π

π

π

π

π−α

V1

V1

V2 < V1

V2 > V1

V2 > V1

V2 < V1

α

表 1：不同 PFC 拓扑结构的比较

转换器类型输出电压极性交叉失真线路电流波形

降压式正有始终不连续

升压式正无连续

升降压式负无始终连续

注：根据负载条件和电感值，升压转换器可在持续导通模式下运行。


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IPFC 数字设计

总之， PFC 具有以下优点：

• 电能和配电成本较低

• 配电期间电气系统损耗更低

• 稳压效果更佳

• 可提高电容量以满足用电要求

与 IPFC 转换器相比，单级 PFC 存在以下局限性：

• 无法消除纹波电流

• 两个转换器并联时负载不均衡

• PFC 电感体积大

IPFC 转换器可克服这些局限性。它包含两个相互并联且电流相位被控制为相差 180º 的升压转换器，如图 3所示。

在输入端，从电源流出的总输入电流（IAC）等于两个电感电流（IL1 和 IL2）之和。由于通过两个电感的纹波电流存在相位差，因此它们将互相抵消，从而减小了输入端的总纹波电流。占空比为 50% 时，可达到佳的纹波电流抵消效果。

在输出端，通过输出电容的电流（IC）等于两个二极管电流（ID1 和 ID2）之和减去输出电流（ILOAD）。

图 3： IPFC 升压转换器电路

整流器

PWM1H IM1

PWM1L

IL2

IM2

ID2 PFC

C

负载

ADC PWM

输出

ADC ADC ADC ADC

dsPIC® DSC

IL1 ID1 ILoad

IC


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图 4： IPFC 信号

PWM1H

PWM1L

IL1

IL2

ID1

ID2

t

t

t

t

t

t

tIC = (ID 1 + ID 2) - 1


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平均电流模式控制

IPFC 系统使用平均电流模式控制方法来满足系统要求。对于 PFC 来说，此控制方法用于在保持输入电流呈正弦波形且与输入电压相位一致的同时，对直流输出电压进行调节。

在转换器的大部分工作区域中，此控制方法在持续导通模式下运行。其工作主要取决于任意点的负载电流值以及所选的电感器。

与其他方法相比，平均电流模式控制具有下列多个优点：

• 适用于较高功率级的工作

• 电感中的纹波电流更少

• 降低了 EMI 滤波器要求 • 从电源流出的 RMS 电流更少

• 可以在持续导通模式下工作

为得到平均电感电流的正弦波形，可以在软件中生成任意一种正弦图案或者使用整流后的电压本身作参考。此处，我们使用整流后的电压来获得必需的电感电流波形。 TS 是 PWM 的总开关周期， tON 是 MOSFET 的导通时间， tOFF 是 MOSFET 处于关闭状态的时间。控制系统控制 tON 时间来获得必需的电感电流波形（见图 5）。图 6显示了数字平均电流模式控制方案的框图。

图 5： IPFC 输入电流波形

IL

VAC /L

tON tOFFT

（VAC VDC ） / L

PWM 开关周期线路半周期

-

IL 平均电感电流受到控制


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图 6： IPFC 的平均电流模式控制

k1 k2 k5

VAC

C

D1

VDC

+

-VERR

IAC

IERR

电流误差补偿器

IACREFICAPREF

VAC

*VDCRef

1 / VAVG

IPFC 升压转换器

dsPIC® DSC

IDVDC

L1

D2

ID

L2

S2

+

-IERRIRef = 0

+

-IM1

k3 k4

+- VL

D1

D2

D

D

∆D

∆D

负载平衡回路IM2

IM2 IM1IAC VDC

硬件

电压误差补偿器

PI 控制器

PI 控制器 PI 控制器

+

+

+

-

VAC

后换算器

∆D

后换算器

D

S1

IL1

IL2

CT CT

负载


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控制回路

IPFC 控制系统包括以下控制回路：

• 电压控制回路

• 电流控制回路

• 负载平衡控制回路 • 输入和输出电压去耦回路

电压控制回路

它是一个 PI 控制器，是控制系统中外层的回路。该回路用于调节输出电压，而负载电流（ILoad）和电源电压（VAC）的任何变化均对其没有任何影响。以下是电压控制回路的输入：

• 参考直流电压（VDCREF）

• 直流母线电压（VDC）

电压控制回路的输出是控制信号，用以确定电流控制回路的参考电流（IACREF）。

电压控制回路以 2 kHz 的频率执行，且带宽为 10 Hz。选择带宽时要考虑到在输入信号为 100 Hz 或 120 Hz 时，输入频率纹波对直流输出电压的影响达到小。

电流控制回路

它是一个 PI 控制器，是控制系统的内层回路。此回路可校正如下两个电流之间的误差，它们是电流控制回路的输入：

• 参考电流信号（IACREF） • 输入电流（IAC）

电流控制回路的输出是一个控制信号，用以确保输入电流（IAC）与参考电流（IACREF）的波形一致。

电流控制回路以 50 kHz 的频率执行，且开关频率为100 kHz 时的带宽为 4 kHz。电流控制回路的带宽和执行频率应比电压控制回路快很多，因为它必须准确无误地跟踪频率为输入频率两倍的正弦半波。电流控制回路的输出决定了开关 MOSFET 所需的占空比 “D”。

负载平衡控制回路

每个升压转换器的输出电压可能略有不同。MOSFET 的内部特性以及电感、电容和二极管的内部电阻会有差异，因而可能存在这种偏差。因此，当两个 MOSFET 同时使用相同的占空比时，可能会导致两个升压转换器级之间负载不均衡。这就需要采用负载平衡控制回路来平衡两个升压转换器开关中的电流，以此使两个转换器的负载均衡。

负载平衡控制回路的其中一个输入是两个升压转换器的MOSFET 电流之差（IM1- IM2）。另一个输入作为此控制回路的参考输入，其值固定为零。此控制回路主要用于校正 MOSFET 电流之间的差异，使其接近参考输入值零。负载平衡控制回路的输出是一个占空比校正项（∆D），该项与主占空比 “D”相加得到第一个升压转换器的占空比 D1。从主占空比“D”中减去 ∆D 项可得到第二个升压转换器的占空比 D2。

输入和输出电压去耦回路

IPFC 也用于调节直流输出电压，输入电压的任何变化均对其没有任何影响。这将通过将系统与输入电压去耦来实现。通过电流误差补偿器的输出可得出 MOSFET的终占空比值。它考虑了 VAC 信号的变化。


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IPFC 的数字设计

在基于 dsPIC DSC 的应用中，相关的模拟参数会被离散化。这样，从现有硬件向对应数字元件的转变就更加简单，并且更加合理。表 2 列出了 IPFC 转换器的各种硬件和软件设计参数。

表 2：硬件和软件设计参数

补偿器的设计

所有补偿器均使用以数字方式构建的比例积分（Proportional-Integral， PI）控制器。以下几部分将介绍为电压、电流和负载平衡补偿器选择比例和积分增益的过程。

使用表 2 中给出的设计参数可计算下列参数（见公式3）：

• 大电阻

• 大电导

公式3：

编号设计参数符号值

硬件参数

1 输出功率 Pout 350 瓦2 输入电压范围（rms） Vin 85V 到 265V3 输入频率范围 f 45 Hz 到 66 Hz4 输出电压 VDC 400V

5 输出电容 C 360 µF

6 电感 L1， L2 700 µH

7 开关频率 fs 100 kHz

软件参数

1 电压控制回路频率 fVLoop 2 kHz

2 电流控制回路频率 fILoop 50 kHz

3 负载平衡控制回路频率 fLBLoop 2 kHz

4 电压前馈回路频率 fFFLoop 50 kHz

5 平均电压计算频率 fAVG 100 kHz

6 电压回路带宽 BWVLoop 10 Hz

7 电流回路带宽 BWILoop 4 kHz

8 积分电压回路带宽 IBWVLoop 2.5 Hz

9 积分电流回路带宽 IBWILoop 1 kHz

10 负载平衡回路带宽 BWLBLoop 200 Hz

RmaxVmaxImax------------=

σmax1

Rmax------------=

Rmax440V

12.54A----------------- 35.08Ω==

σmax1

35.08Ω------------------ 0.0285 mho==

其中：

Rmax = 大电阻

σmax = 大电导


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电压误差补偿器

电压误差补偿器的输入是电压之间的差值，输出是电容电流；因此，传递函数的单位为电导的单位。传递函数除以大电导（或乘以大电阻）可得到范围在 -1 到+1 内的输出值，该值与单位量类似。

使用升压转换器的小信号模型可导出电压误差补偿器的比例增益（见公式4）。

公式4：

电流误差补偿器

电流误差补偿器的输入是电流之间的差值，输出是电感电压；因此，传递函数的单位为电阻的单位。该量除以大电阻这一因子（或乘以大电导这一因子）可得到

范围在 -1 到 +1 内的输出值。

使用升压转换器的小信号模型可导出电流误差补偿器的比例增益（见公式5）。

公式5：

负载平衡误差补偿器

负载平衡补偿器与电流误差补偿器类似，它也是通过将输出标准化到 -1 到 +1 的范围来设计的。

使用升压转换器的小信号模型可导出负载平衡补偿器的比例增益（见公式6）。

公式6：

平均电压计算

整流后的输入电压的平均值用于获得所需的正弦波形。为使输入电流呈半正弦波形（即正弦的绝对值），我们将电压误差补偿器的输出乘以 |sinθ| 这个因子。结果值作为电流误差补偿器输入的一个参考项。 |sinθ| 可以通过在软件中创建查找表来获得，也可以从 VAC 的固有波形中提取，该电压是整流后的交流反馈电压，也将具有正弦波形。

在本应用中，我们通过使用反馈电压 VAC 来获得正弦波形。瞬时输入整流电压 VAC 通过公式7 得出。

公式7：

为获得不受输入电压幅值影响的波形，通过公式8 计算|sinθ| 的值。

公式8：

Ga 2 π× C BWVLoop×× Rmax×=

Gsa2 π× Ga× IBWVLoop×

fVLoop---------------------------------------------------------=

其中：

Ga = 电压误差补偿器的比例增益

Gsa = 电压误差补偿器的积分增益

BWVLoop = 电压回路带宽

IBWVLoop = 积分电压回路带宽

fVLoop = 电压控制回路频率

Ra 2 π× L BWILoop×× σmax×=

Rsa2 π× Ra× IBWILoop×

fILoop-------------------------------------------------------=

其中：

Ra = 电流误差补偿器的比例增益

Rsa = 电流误差补偿器的积分增益

BWILoop = 电流回路带宽

IBWILoop = 积分电流回路带宽

fILoop = 电流控制回路频率

Ka 2 π× L BWLBLoop×× σmax×=

Ksa2 π× Ka× IBWLBLoop×

fLBLoop------------------------------------------------------------=

其中：

Ka = 负载平衡误差补偿器的比例增益

Ksa = 负载平衡误差补偿器的积分增益

BWLBLoop = 负载平衡回路带宽

IBWLBLoop = 积分负载平衡回路带宽

fLBLoop = 负载平衡控制回路频率

VAC Vm Sinθ⋅=

其中：

Vm = 半正弦波的峰值电压

VAC = 交流整流电压

sinθVACVM

------------=


AN1278
对于全波桥式整流器输出电压，可通过平均电压来表示峰值电压（见公式9）。
公式9：

通过替换公式8 中的 Vm 值，可得到公式10。这样便确保电流参考项仅乘以正弦波形的一半并保持不受电压幅值的影响。

公式10：

由于输入电压的平均值差异不大，因此可以在若干周期后计算和更新一次平均电压。

输入和输出电压去耦计算

在升压转换器电路中，假定 VDC 接近基准电压（即400V）。根据基尔霍夫定律可推导出下列公式（见公式11）。

公式11：

由此可见，通过校正主占空比（D）可补偿输入电压变化造成的影响，该电压变化将输入负载平衡控制回路。负载平衡补偿器用于计算负载校正项。使用占空比（D）和负载校正项，可导出两个升压转换器各自的占空比。

公式12 介绍了通过去耦控制回路得到的终公式。

公式12：

通过两个交错 PFC 改善性能

根据系统中容许的纹波电流选择电感值。在单级 PFC 转换器中，如果给定了功率级和开关频率，则通过公式13可计算存储在电感中的能量。纹波电流 ∆I 的大小决定电感“L”的值。

公式13：

在两级 IPFC 转换器中，假定功率等级和开关频率不变，则通过公式14 计算存储在电感中的能量。

公式14：

式中每一级的电感为 2L，这是因为每一级的纹波电流是单级 PFC 转换器纹波电流的一半。由于交错，纹波趋于抵消，因而输入相同的分量大小可获得更佳的性能。这也会导致总的线路纹波电流减小。因此，各个级要处理的纹波电流会减少，这又会减少每一级所需的电感。

Vavg2Vm

π----------=

VmπVavg

2---------------=

sinθ

2VACπVavg-----------------=

VAC VL– Dd VDC⋅( )– 0=

Dd VAC VL–( ) VDC⁄=

D 1 Dd– 1 VAC VL–( ) VDC⁄–= =

其中：

VAC = 从 ADC 获得的输入整流电压

VL = 从电流误差补偿器获得的电感电压

VDC = 从 ADC 获得的直流输出电压

D = 主占空比

Dd = 二极管的占空比

D1 D ∆D+=

D 1VAC VL–( )

VDC--------------------------–=

D2 D ∆D–=

其中：

D = 主占空比（D）

D1 = MOSFET 1 的占空比（D1）D2 = MOSFET 2 的占空比（D2）

ESinglestage12---LI2=

EInterleaved12--- 2L( ) I

2--- 2 1

2--- 2L( ) I

2--- 2

+=


AN1278
选择纹波电流（∆I）使其为所选值的两倍。因此可通过公式15 计算存储在电感中的能量。
公式15：

软件中使用的函数

本应用软件中所用的所有函数都是用 C 语言开发的。数字常量和变量以 Q15 格式或 1.15 格式定义。由于所选的 dsPIC DSC 器件是一个 16 位数字信号控制器，当中间计算过程的增益或常量超出 16 位范围时，在计算期间会相应地将其预换算为其他格式，然后通过后换算将终结果重新转换为 Q15 格式。

表 3 列出并介绍了软件中所用的函数（有关详细信息，请参见附录 A：“源代码”）。注：对于交流线路电流中给定的纹波成份，使用

交错配置的两个升压转换器可显著减小电感的大小。反之，对于给定的电感大小，可明显减小纹波电流（见公式15）。

EInterleaved12--- L( ) I

2--- 2 1

2--- L( ) I

2--- 2

+ 12---E

Singlestage= =

表 3：软件中使用的函数

文件名函数名称说明

源文件

main.c main（）配置器件的工作频率。

配置辅助时钟模块。

调用函数以配置 ADC 和 PWM 模块。

检查故障状态。

adc_isr.c ADCP2Interrupt（）读取电流和电压值。

检查故障状况。

在未出现故障时，执行各种控制回路。

在出现故障时，禁止 PWM 输出。

InitdsPIC.c Init_ADC（）配置 ADC 模块。

Init_PWM（）配置 PWM 模块。

Init_IO（）配置 IO 端口。

Init_CMP（）配置模拟比较器模块。

Vars.c — 声明和初始化所有全局变量。

compensators.c VoltageController（）执行用于电压误差补偿器的 PI 补偿器。

CurrentController（）执行用于电流误差补偿器的 PI 补偿器。

FeedForward（）提供前馈项和终占空比值。

AverageVoltageCalc

（）计算交流整流电压的平均值。

LoadBalance（）执行两个升压转换器的负载平衡补偿器。

头文件

defines.h（1） — 定义所有全局函数原型和全局参数。

vars.h — 包含 Vars.c 的支持文件。

定义所有外部全局定义。

注 1：此文件基于所用硬件的类型、功率等级、控制回路频率、控制回路带宽以及其他参数进行更新。按照设计输入这些参数后，软件会自动计算和换算剩余的增益。有关更多详细信息，请参见附录 A：“源代码”。


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软件中使用的资源

表 4 列出了在 dsPIC33FJ16GS504 器件上开发的 IPFC软件所用的资源。

图 7：数字 IPFC 的状态流程图

表 4：软件中使用的资源

资源组件值

存储器程序存储器/闪存 3500 字节：约 21%数据存储器/RAM 110 字节：约 5%

MIPS/指令周期电流回路 50 kHz 时约 130 个周期： 40 MHz 时约 7 MIPS电压回路 2 kHz 时约 110 个周期： 40 MHz 时约 0.3 MIPS

平均值计算回路 15 Hz 时 70 个周期： 40 MHz 时可忽略不计

前馈回路 50 kHz 时约 100 个周期： 40 MHz 时约 5 MIPS负载平衡回路 2 kHz 时约 90 个周期： 40 MHz 时约 0.2 MIPS

系统开销 50 kHz 时约 50 个周期， 40 MHz 时约 2.5 MIPS注：坏情况下，整个代码平均占用 < 15 MIPS，约为 38%

复位

初始化 ADC 和

PWM

初始化

PI 控制器的常量

允许中断

等待ADC中断

ADC 中断服务

例程

软件启动功能

电压补偿器

平均电压和电压去耦补偿器

负载平衡补偿器

更新两个升压

转换器的占空比

电流补偿器

ADC 的PWM 触发器

下一循环

VDC

IAC

IM1IM2


AN1278

MATLAB® 建模

通过 MATLAB SIMULINK® 模型来实现 IPFC 系统的控制系统设计。使用此模型可得到 PI 控制器和补偿器的各种系统增益和参数值。本部分介绍 MATLAB 建模、IPFC 系统的设计注意事项以及设计约束。

图 8 显示了 IPFC MATLAB 模型，图 9 显示了数字控制系统。公式16 列出了描述升压转换器电路的解析表达式。

公式16：升压转换器

IPFC 电路执行以下主要任务：

1. 确保输入电流随输入电源电压变化并获得与该电压一致的波形（失真因数）。

2. 使流出系统的输入电流呈正弦波并与输入电压保持相位一致（位移因数）。

3. 在不同的负载条件和输入电压下使升压输出电压保持恒定（通常为 400V）。通常，整流器的正弦波输入电压在 85V 到 265V rms 范围内变化。

控制系统的主要目标是控制电感电流（IAC）以跟踪参考信号（IACREF）（见图 6）。此参考信号与整流电压相位一致，因此它随时间而变化。

通常，整流正弦电压的频率为 100-120 Hz，且其中包含高次谐波。参考电流信号（IACREF）也将有相同的频率。因此，为进行更可靠的指令跟踪，电流所需的带宽至少应为 IACREF 信号频率的 10 倍。

如果开关频率约为 100 kHz，则电流的控制回路带宽在4000 Hz 到 6000 Hz 之间选择。选择电压回路带宽为10 Hz，以便电流信号（100 或 120 Hz）不会失真。此处选择的零带宽或积分电压带宽是电压回路带宽的 1/5或 1/4。

电压和电流回路带宽相差很大，所以它们不互相影响且不重叠。因此，通过特征公式得到的近似关系非常接近实际公式。

下面是升压转换器的基本电源转换器公式：

在 A 点应用基尔霍夫电流定律计算 IC （见图 8）

VL VAC Dd V⋅ DC–=

ID DdIL=

IC ID ILoad–=

VDCICsC------=

IACVLsL-------=

其中：

VAC = 整流输入电压

VL = 从电流误差补偿器获得的电感电压

VDC = 从 ADC 获得的直流输出电压

D = 主占空比

Dd = 二极管的占空比

ID = 二极管电流 IAC = 交流整流电流


AN

1278

DS01278A

_CN第

16页

2009 M

icrochip Technology Inc.

®
图 8： IPFC MATLAB 模型

2009 M

icrochip Technology Inc.D

S01278A

_CN第

17页

AN

1278

图
9： IPFC 数字控制系统模型

AN1278

输入电压前馈补偿器

由于电压回路带宽很小，因此电压前馈方法用于校正输入电压变化。但是，如果使用 VAC 和 VDC 生成了二极管占空比 Dd，则不需要前馈。

出于安全考虑，将 MOSFET 的大占空比限制为 90%。这意味着将 Dd 的小值限制为 10%。

在典型 IPFC 电路中，如果存在大容量电容，则会产生缓慢变化的输出电压，该电压可视为恒定电压。为进一步完善实现方案与节省处理器 MIPS，可按 1 ms 的慢速率计算确定 MOSFET 占空比所需的 1/VDC，这是因为VDC 在 1 ms 时间内不会变化太大，而控制回路可以每10 µs （100 kHz）执行一次。

IACREF 应具有以下特性：

• IACREF 应与 VAC 或 |sin （θ） | 成比例关系 • 二极管电流（ID （t））应与输出电压误差（VDCREF - VDC）成比例关系，以便能通过控制 ID（t）将误差减小至零。

• IAC 的波形应与整流输入电压的波形一致。需要以较慢的速率校正因负载变化引起的输出电压误差，以保持 IAC 的波形。因此，将电压回路的带宽选择为整流正弦波频率的 1/10。 BWVLoop 被选择为10-15 Hz。

通过公式10 和公式16 推导出下列公式。

公式17：

数字设计注意事项

在 MATLAB 中实现解决方案应考虑以下方面：

• PID 控制器

使用零阶保持函数和 PID 控制器执行建模。零阶保持表示二极管占空比（Dd）在一个采样周期内保持恒定。

• 连续到离散变换（c2d MATLAB 函数）：通过 MATLAB 中提供的 c2d 函数将连续系统转换为离散系统。公式18 列出了系统模型中所含各项的连续和离散形式。

公式18：

将使用适当采样时间的零阶保持函数添加到 SIMULINK 模型以激励系统。

• 量化

在 SIMULINK 中实现 ADC 和 PWM 的量化模块以及饱和模块。

• 带宽选择

一般来说，带宽多应为控制回路频率的 1/7。控制回路频率还受到开关频率的限制。

• 数字分辨率

由于 DSC 中定点处理器能够表示的范围有限，因此（Ki.Ts）这一乘积可能非常小。如此将产生稳态误差。

好以较低的频率执行外部回路控制以抵消此效果。这样将确保 Ts 足够大，从而可以在每个周期都产生有限数。

IACREF G VDCREF VDC–( ) Sinθ π 2⁄( )⋅ ⋅ ⋅=

其中：

IACREF = 电容参考电流

VDCREF = 直流母线参考电压

VDC = 直流母线电压

G = PI 控制器传递函数增益

Kp

Kis

-----

Kds

Kp

Ki Ts z 1–( )⋅

1 z 1––----------------------------

Kd Ts z 1–( )⋅

1 z 1––-----------------------------

连续时域中的项离散时域中的项


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设计约束

下面是一些设计约束：

1. 由于系统参数存在一些实际限制，如占空比（即D > 10%），因而在电压接近零时，电流波形中存在平坦区。因此，限制 MOSFET 的大导通时间后，输入电压（VAC）接近零时，如果转换器在持续导通模式下运行，则无法将输出电压升高为 VDC。

例如，如果 Vin （t）为 20V 且 Vo 为 400V （即增益为 20），则二极管导通时间不能超过持续导通模式时间的 5% （1/20%）。由于占空比被固定为低 10%，因此该工作区域中的波形不理想。

2. 由于 VDC 的带宽小，因此系统的校正和稳定需要较长的时间。要将负载发生变化时 VDC 的变化降至低程度，需选择较大的 C 值。如果可使用单独的电流传感器测量负载电流，则会削弱其影响。人们将此称之为负载前馈或干扰去耦。因

此，结果不会是负载导致电压突降，然后 PI 控制器再进行校正，因为在电压突降发生之前，控制器已考虑到这一情况。使用此方法，可明显减小输出电容的大小。

3. 我们通过仔细分析发现，电压回路带宽还是占空比的函数且其等于（BWVLoop * Dd * 2） Hz。因此，带宽会随着占空比的变化而改变。它在正弦波波峰时达到大，在过零时达到小。

实验室测试结果和波形

图 10 到图 15 显示了 175W 和 350W 时 IAC、 VAC 和VDC 的波形。此信息有助于验证采用 dsPIC DSC 器件的数字实现方案。

图 10： 175W 时的 IAC 和 VAC


AN1278

图 11： 350W 时的 IAC 和 VAC

图 12：从 175W 瞬变到 350W 时的 IAC 和 VAC


AN1278

图 13：从 350W 瞬变到 175W 时的 IAC 和 VAC

图 14： 175W 变为 350W 时的 VDC 响应


AN1278

图 15： 350W 变为 175W 时的 VDC 响应


AN1278

IPFC 硬件设计

本部分介绍了详细的硬件信息和设计准则。图 16 显示了 IPFC 系统的框图。图 16 中显示的主要硬件构建模块将在本节进行讨论。 IPFC 系统的核心部分是升压转换器级。系统的升压转换器和各种元件经过专门设计，能够确保系统稳定耐用并且具有多项功能。

图 16： IPFC 系统框图

图 17： EMI 滤波电路

注：有关制造商的部件编号和数据手册的更多信息，请参见参考设计归档文件（请参见附录A：“源代码” ）中提供的物料清单（Bill ofMaterial， BOM）。

EMI 滤波器交流整流器

信号适配

dsPIC® DSC调试接口

辅助电源

升压转换器

直流输出电源

交流输入电源

保险丝 1开关 1

MOV1C1

C2

C3 C4

R1

L1

G

L

N


AN1278

EMI 滤波器模块

主电源输入端和交流整流电路间的 EMI 滤波器是一个单级 π 型四重滤波器，其设计目的是为了满足传导EMC 标准。 EMI 滤波器的输入电压范围是 85-265VAC。 EMI 滤波器的输出电压范围是 85-265 VAC。

EMI 滤波器电路的简化原理图如图 17 中所示。 L1 是一个双线绕制的环形电感器。与接地点（G）相连的 C1和 C2 符合 Y2 类要求且满足 CATII 过压类别标准。扼流器（L1）和电容器（C1和C2）一起过滤共模噪声。

扼流器（L1）对共模噪声的同相分量提供高阻抗，而C1 和 C2 将噪声的高频分量分流到接地点。差模噪声通过 C3 和 C4 过滤。电路断电时使用放电电阻。变阻器MOV1 和保险丝提供过压/过流保护。

交流整流器模块

二极管电桥负责交流输入信号的整流。它支持额定交流输入电压（85-265 VAC）和规定的额定功率。整流器模块还通过一个负温度系数（NTC）的热敏电阻提供过流保护。

升压转换器模块

升压转换器包含 IPFC 级并由整流器的输出馈电。升压转换器电路的简化原理图如图 18 中所示。调节后的转换器输出电压是 400 VDC。

该转换器包含两个升压转换器级，它们相互并联且相位相差 180º。这种配置可实现两个单元间的功率平衡。电路元件的规格确定基于规定的输入 /输出电压、额定功率、容差和设计板上的可用空间。每级的规格均基于在达到大额定功率时，这两级之间分担的功率相等这一假设来确定。

电感选择（L2 和 L3）

除前一部分列出的参数外，设计升压电感（L2 和 L3）时还需要考虑另外一点：交流输入端上出现的小峰值电压。升压转换器还会在满足负载功率要求的同时，将小峰值电压提升到所需输出电压。电感 L2 和 L3 的值

使用公式19 计算，这些值被视为是电感的初步近似值。

公式19：

对于 IPFC 电路， I% 被假定为 40%，因为两级之间相位相差 180º 时可以抵消纹波。对于小输入电压（85V），VDC 为 400 时所需输出功率为 350W。公式 18 使用这些值确定 L2 和 L3 的值。

公式20：电感计算

通常需要权衡电感值和输出电流之间的关系来选择电感，低电感值会导致更高的输出电流，而高电感值则导致更低的输出电流。如果选择市面上具有小值的电感，则 MOSFET 和输出电容器必须能支持相对更高的电流和电压。根据公式20 提供的结果，为每个升压级选择 700 µH 的电感。

注： EMI/EMC 滤波器值已基于系统中的开关频率和预期噪声等级预先选定。可根据 EMI/EMC的终测试结果更改该值。

L2 L3Vin_min

2η T

I%Pout_max

2----------------------

------------------------------Vout Vin_min 2–

Vout------------------------------------------

= =

Vin_min = 小输入电压

Vout = 直流输出电压

T = PWM 开关的时间周期

Pout_max = 大输出功率

η = 效率

I% = 可接受峰值与电感电流纹波峰值之比（典型值为

20-40%）

其中：

L2 L385( )20.9 100 3×10( )

1–

40100---------350

2---------

------------------------------------------------------- 400 85 2–400

---------------------------- = =

L2 L3 649.49 mH= =


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图 18：交错升压转换器电路

MOSFET 选择

根据 IPFC 系统的规定输出电压和流过它的大电流（即，电感电流）来选择 MOSFET（Q1 和 Q3）。输出电压（Vout）必须低于 MOSFET 的 VDS 额定值，同时电感器电流（IL1 和 IL2）应低于 MOSFET 的漏极电流（ID）额定值。电感电流可以通过公式21 计算。

公式21：

公式22 说明了电感峰值电流的计算过程。

公式22：电感电流计算

二极管选择（D1 和 D2）二极管（D1 和 D2）需根据反向恢复时间（trr）和反向电压值（VRRM）来选择。反向恢复时间决定开关损耗，在换向频率较高时，该损耗会明显增大。由于换向导致的损耗与每次换向花费的时间成比例关系，因此反向恢复时间应尽可能小。选择具有小反向恢复时间的二极管 D1 和 D2。所选二极管的额定反向电压大于 IPFC 的输出电压。

IPFC 的效率代表可接受的总损耗。总功率损耗还包括功率半导体器件的损耗（例如，开关和传导损耗）。公式23 用于计算给定规格下的功率损耗。

公式23：

选择功率半导体器件（如二极管和 MOSFET）时，还要考虑半导体器件的基本特性（例如，电压和电流特性）以及能够指示传导或换向时损耗的其他特征（例如，二极管的反向恢复时间和 MOSFET 的漏源电阻）。

门 1

门 2

L2

L3 D2

D1

Q3

Q1

C6

D3

IL2 IL3

2Pout_max

2----------------------

Vin_minη----------------------------- 1 I%

2-------+

= =

其中：


Vin_min = 小输入电压

η = 效率

IL2、 IL3 = 电感峰值电流

IL2 IL3

2 3502

---------

85 0.9⋅------------------ 1

40100---------

2---------+

= =

IL2 IL3 3.88A= =

PL Pout

1 η–η

------------- =

其中：

PL = 功率损耗

η = 效率

Pout = 输出功率


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公式 24 将可接受的半导体器件总损耗近似表示为IPFC 激励电路总损耗的一半。
公式24：

电容选择（C6）

大容量输出电容（C6）需根据可接受的输出电压纹波以及欠压情形的小保持时间来选择。假设保持时间（tholdup）为 15 ms，这相当于供电网半个周期的功率损耗。电容值可通过公式25 来计算。

公式25：

电容的有效串联阻抗（Effective Series Resistance，ESR）也会影响输出电压纹波。因此，推荐选用 ESR 尽可能小的电容。如果电路板尺寸允许，则可通过并联两个电容来降低电容的 ESR。并联配置的终电容应当与电容 C6 等效。但电容并联能分流总电流纹波。因此，可降低每个电容承担的电流纹波。公式26 根据给定规格计算功率损耗。

公式26：电容计算

对于该参考设计，选择了两个 180 µF 电容并采用并联方式。

二极管选择（D3）

为了限制启动浪涌电流，二极管 D3 应当能承受大容量电容的充电电流和反向电压，反向电压等于输出电压（Vout）。

图 19： MOSFET 激励电路

PL_SemiPL2

------ 392------ 19.5W== =

其中：

PL_Semi = 半导体器件功率损耗

PL = 功率损耗

C62 Pout thold⋅ ⋅

Vout Vout_min( )2–---------------------------------------------=

其中：

Vout_min = 保持时间内可接受的输出电压纹波

thold = 保持时间

Vout = 输出电压

C62 350 15e 3–⋅ ⋅400 350( )2–

----------------------------------- 280 µF==

a11

a12Vcc1

03

a23

a24

GND0

12V

12V

PWM1H

PWM1L

GATE1

GATE2Q6

Q5

R25 R24

R26

R22

R23

MCP1403


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信号适配模块

信号适配模块包括所有电路（有源和无源），它将 dsPICDSC 连接到功率电子电路，例如 MOSFET 门信号、模拟电流和电压、滤波器和分压器。

MOSFET 门信号

Microchip 的驱动器MCP1403 用于驱动 MOSFET 门信号： GATE1 和 GATE2 （见图 19）。 PWM1H 和PWM1L 是 dsPIC DSC 器件的输出端口。当连接到PWM1H 的双极型晶体管（Q6）的基极为高电位时，MCP1403 的 a1 输入为低电位。因此，输出（a1）（连接到 GATE 1）被驱动为高电平，从而切断 MOSFET 晶体管 Q1（见图 18）。GATE2 的操作与 GATE1 的操作相似。

信号采集包括电压和电流测量。 IPFC 系统使用以下信号测量和换算方法：

电流测量技术： • 分路电流测量 • 电流变压器测量

电压测量技术：

• 阻性分压器电压测量

分路电流测量

该方法用于测量流入系统的总电流。采用该方法时，分路器（Rs）连在两个升压级和输入电压整流器之间。负载电流流过分路器。

分流电阻上的压降非常小。该压降经差分放大器放大后馈入 ADC 的模拟通道。如图 5 所示，该原理图以 Microchip 的 MCP6022 轨到轨输入/输出运算放大器为基础，其中 ILoad 是指流到负载的总电流。

公式27 用于计算由 RC 组合 R43、 R44 和 C18 构成的差模低通滤波器的截止频率。

公式27：

对于该电路， R43 和 R44 都选择 100 Ohm 大小，而 C18选择 330 pF。公式28 根据给出的元件值计算截止频率。

公式28：

图 16 中所示电路的增益（k）使用公式29 计算。

公式29：

选择增益时，要使 dsPIC DSC 的模拟引脚上的输出电压在过流情况下仍有足够高的容差并被设置在 0V 到3.3V 之间。公式30 可用于计算该输出电压。

公式30：

公式31 用于计算由 RC 组合 R41 和 C17 构成的输出低通滤波器的截止频率。

公式31：

f 3db–1

2 π R43 R44+( ) C18⋅ ⋅ ⋅---------------------------------------------------------=

f 3db–1

2 π 100 100+( ) 333 10 12–×⋅ ⋅ ⋅-----------------------------------------------------------------------------=

f 3db– 2.5 MHz=

kR40R38---------

R42R39---------==

R40R38---------

R42R39---------=

其前提是：

VADC_peak k ILoad_max Rs⋅ ⋅=

ILoad_maxPout_max 2⋅

Pin_max η⋅--------------------------------- 1 I%

2-------+

=

其中，

其中：

VADC_peak = ADC 引脚上的大电压

ILoad_max = 大负载电流


Pin_max = 大输入功率

f 3db–1

2 π R41 C17⋅ ⋅ ⋅-------------------------------------=


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共模电阻和电容应尽可能匹配。电阻的容差应小于等于1%，电容的容差应小于等于 5%。更多相关信息，请参见应用笔记AN894 “Motor Control Sensor FeedbackCircuit” （DS00894）。
公式32：

考虑分流电阻和放大器电路时，应使用公式33 计算增益和输出电压。

公式33：

图 20：分路电流测量电路

ILoad_max350 2⋅85 0.9( )⋅---------------------- 1

40100---------

2---------+

=

ILoad_max 7.76A=

k 15e3

470----------- 32= =

VADC_peak 32 7.76 10e 3– 2.5V=⋅ ⋅=

RS = R4

R43 R38

R44 R39R42

R40 R41

C17

模拟通道

MCP6022

ILoad

C18

ILoad

-

+


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电流变压器测量

该方法使用电流变压器（Current Transformer，CT）测量电流。电流变压器安装在开关引脚的下侧，MOSFET晶体管和接地点之间（见图 18）。

该方法不需要放大器电路，并且还有一些固有优点，例如，能够实现电流隔离和降低成本。

图 21 显示了电流测量方法的简化原理图。电流 IQ1 是指流过升压转换器其中一个桥臂的电流。

CT 的选择取决于变压器次级线圈的匝数（N）以及外部电流检测电阻（RT）。选择参数 N 和 RT 时，要使 dsPICDSC 的模拟引脚上的终电压在过流情况下仍有足够高的容差，并被设置在 0V 到 3.3V 之间。公式34 用于确定终电压。经过连续多次迭代，可以确定合适的 N 和 RT

值。

公式34：

通常，线圈匝数（N）越多越好。增加线圈匝数可降低RT 引起的功率损耗和增大伏特-时间的乘积。乘积 V * t µs代表 CT 次级串联压降（其中包括电流检测电阻上的压降）在时间上的积分。超过该乘积会导致 CT 铁芯饱和，并终导致错误的电流测量值。这一缺点通过在MOSFET 换向的关断时间内使用由 R1 和 C1 构成的复位电路来克服。它能平衡导通期间的 V * t µs。尽管这种平衡并不完美，但能确保不会发生饱和。

公式35 用于计算由 RC 组合 R13 和 C10 构成的 CT 输出低通滤波器的截止频率。该滤波器会滤去切换期间可能出现的任何瞬时尖脉冲。

公式35：

CT 输出电压计算

公式36 用于计算 CT 输出电压。终端电阻（RT）选为27Ω，匝数（N）比为 125。

公式36：

图 21： CT 电流测量

VADC_peakIQ1_max

N------------------- RT⋅=

IQ1_max

Pout_max2

---------------------- 2⋅

Vin_max η⋅---------------------------------- 1 I%

2-------+

IL1 IL2===

其中：


IQ1_max = 流过升压转换器其中一个桥臂的电流


f 3db–1

2 π R13 C10⋅ ⋅ ⋅-------------------------------------=

VADC_peak3.88125---------- 27 0.83V=⋅=

R13

C10

C9IQ1

R12RT = R14

D4

CT

TX2

模拟通道


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阻性分压器电压测量

使用图 22 中所示的分压器换算控制算法所需的直流母线电压和交流母线电压。

在图 22 中， VACH 和 VACL 连接到交流输入电力线，以便通过 D10 和 D11 对输入峰值电压进行整流。由 R35 和R37 构成的阻性分压器将电力线峰值电压按比例降低到ADC 输入电压水平，即在范围 0V 到 3.3V 之间。公式37用于计算分压比。

公式37：

电容 C 用于对信号进行滤波，但电路中可以不使用它。同样也不一定要使用二极管 D3。当施加到 dsPIC DSC的模拟引脚的电压超过 3.3V 时，通过二极管 D3 提供保护。

使用公式38 计算输入电压大时的 VADC_peak。对于该电路， R35 和 R37 分别选为 400 kΩ 和 3 kΩ 。

公式38：

图 22：分压器 – 交流电压检测

辅助电源模块

辅助电源用于激励两个电压：12V 和 3.3V。该电源使用具有返激拓扑的 TNY276P 并且能处理各种范围的输入电压。

kR37

R35 R37+-----------------------=

VADC_peak k Vin_max⋅=

Vin_peak Vin_max 2 265 2 373.65=⋅=⋅=

VADC_peak3

3 400+------------------ 373.65 2.78V=⋅=

其中：

Vin_peak = 峰值输入电压


VADC_peak = ADC 引脚上的峰值电压

R35

C15

VACL

R37

D10

VACH

3.3V

D11

D12

模拟通道


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IPFC 安装和配置

IPFC 参考设计概述

IPFC 参考设计的目的是帮助用户通过使用 dsPIC DSC快速评估和改进功率因数校正（PFC）。

可以多种不同的方式对这款灵活且经济高效的工具进行配置，以便与 Microchip 的专业开关电源（SwitchingMode Power Supply， SMPS）数字信号控制器一起使用。IPFC 参考设计支持 dsPIC33F 电机控制器件系列。它提供了两种安装选择，或是连接 28 脚的 SOIC 器件，或是连接通用的 100 脚接插模块（ Plug-In Module，PIM）。

系统有两个控制功率因数的 PFC 升压电路。系统的主要元件如图 1所示。系统的额定连续输出电流为 1A （rms）。在 30ºC （85F）的高环境温度下以 85 VAC 到 265 VAC 单相输入电压运行时，允许高约 350W 的输出。

有关详细信息，请参见附录 C：“电气规范”。使用 IPFC 系统前，请仔细阅读 “IPFC 硬件设计”部分。

主要特点

IPFC 参考设计的主要特点有：

• 支持的器件：

- 具有 dsPIC33F 电机控制器件（U9）插槽的 44 脚到100脚dsPIC33FJXXXGSX04 PIM （MA330020）

- 具有 28脚QFN-S 封装（U3）尺寸的 dsPIC33FJ06GS202 电机控制器件

• 用户接口：

- 用于指示以下故障状况的 LED 指示灯

- 直流母线过流故障（D14）- 直流母线过压故障（D17）- 交流输入过压故障（D20）- 交流输入欠压故障（D22）- VDD 丢失故障（D24）

• 电源检测用 LED 指示灯 - 12V （D33）- 直流母线（D13）

• 电源 ON/OFF 开关（SW1）• 小负载 ON/OFF 开关（SW2）• 按钮（SW4）• 按钮（SW5）• 按钮（RESET）• 交流进线接头（J1）• 输出接头（J2）• 风扇接头（FA1/JP11）• 电源输出接头（J12）

• 扩展接头（J5）• 用于对 dsPIC DSC 器件进行编程的非隔离

RJ-11 接头（J4）• 用于对 dsPIC DSC 器件进行编程的非隔离

ICSP™ 接头（J3）• 用于选择外部/内部电源的分路跳线（J6）• 用于连接/断开以下各个接点的分路跳线：

- 直流母线过流故障（J7）- 直流母线过压故障（J8）- 交流输入过压故障（J9）- 交流输入欠压故障（J10）- VDD 丢失故障（J11）

功率因数校正器：

• 使用两个并联（交错）升压电路来实现

• 大输出功率： 400 VDC 时为 350W• 大输入电压： 85-265 VAC• 电流反馈电路

• VAC 输入电压检测

• 过零检测

• 直流母线检测

• 直流母线过流保护

• 直流母线过压保护

• VAC 输入欠压保护

• VAC 输入过压保护

内置电源

• 12V 电源

• 3.3V 电源

附加保护电路

• 250 VAC/10A 保险丝

• 浪涌电流限制器

• EMI 滤波器

图 23 显示了 IPFC 参考设计电路板的照片，关键区域采用了加亮显示。


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图 23： IPFC 参考设计电路板

使用入门

连接系统

建议使用蓝色或红色绝缘压接端子连接电源线。如果不使用压接端子，应小心确保电线毛刺不会与相邻端子或外壳形成短路。尽可能剥去所有电线的外皮并镀锡，然后再连接到 IPFC 参考设计的接线端子上。

若是交流干线输入，应使用小额定电流为 10A 且双重绝缘的标准 3 芯软线（1 mm2 18 AWG）。也可使用计算机电源线。

推荐的输出电缆尺寸为 1.0 到 1.5 mm2 （18-16 AWG）且应具有 600V 的额定值。该电缆也应是双重绝缘或具有保护地屏蔽层。通过外壳盖上的孔拧紧端子螺钉。应使用一字螺丝刀进行操作。

系统接线如表 5 和图 24 中所示。

警告 1：使用 IPFC 系统时，用户应知道如下列出的操作步骤并确保遵守这些步骤。否则可能导致系统损坏。Microchip 对因此造成的任何损坏概不负责。

2：仅具有相应资格的人员可以对本设备进行接线、操作或维修。

注：系统根据安装类别 II 设计。因此，干线电源进线应连接到标准“非锁定 2 针 + 地”型插头。

警告：只有系统完全放电后，用户才可以操作电源端子。


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图 24： IPFC 参考设计电路板接头

2

1

3

4

5

67

8

9

10

11

12

表 5： IPFC 参考设计电路板接头

编号连接名称类型

1 火线（配有保险丝）输入

2 中线输入

3 接地输入

4 直流母线（+）输出

5 直流母线（-）输出

6 用于对 dsPIC® DSC DSC 器件进行编程的非隔离 RJ-11 接头输出/输入

7 用于对 dsPIC DSC 器件进行编程的非隔离 ICSP™ 接头输出/输入

8 故障选择接头故障

9 扩展接头输出/输入

10 外部电源接头输入/电源

11 风扇接头输出

12 电源选择分路跳线电源


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互连硬件

推荐的连接顺序如下所述。将系统连接到电源前，用户应确保遵守以下步骤。

要设置系统，请遵循以下步骤：

1. 将负载连接到 DC BUS （+）和 DC BUS （-）输出端子。

2. 将电源线连接到 IPFC 参考设计的交流输入接头之前，确保电源线与交流电源断开。

3. 将电源线连接到交错的交流进线口。

4. 将电源线连接到电源。

上电顺序

要给 IPFC 系统上电，请遵循以下步骤：

1. 将电源线连接到交流电源。

2. 将开关 SW1 推到 ON 位置接通交流电源。

3. 检查 D13 和 D33 LED 的状态。这些 LED 点亮的时候，说明装置已上电。

断电顺序

要断开 IPFC 系统的电源，请遵循以下步骤：

1. 将开关 SW1 推到 OFF 位置切断交流电源。

2. 等到红色直流母线 LED 指示灯（D13）熄灭。该过程多可持续 5 分钟。

3. 切断电源线与电源的连接。

编程/调试应用程序代码 MPLAB® ICD 2、MPLAB IDC 3、PICkit™ 3 和 MPLABREAL ICE™ 在线仿真器可与 MPLAB IDE 配合使用来调试软件。 MPLAB IDE 是免费的集成开放环境，可从Microchip 网站下载。MPLAB IDE 允许将 IPFC 参考设计支持的以下两个器件用作在线仿真器和编程器：

• dsPIC33FJ06GS202• dsPIC33FJ16GS504

在线调试功能允许用户运行、检查和修改嵌入 IPFC 系统硬件的器件中的程序。这对于您同时调试固件和硬件有极大的帮助作用。

通过专门的软件与 MPLAB IDE 应用程序交互，可运行、停止和单步执行整个程序。可以设置断点和复位处理器。处理器停止后，可立即检查和修改寄存器的内容。

有关如何使用 MPLAB IDE 的更多信息，请参见以下文档：

• 《MPLAB® IDE 用户指南》（DS51519A_CN）

• 《MPLAB® IDE 快速入门指南》（DS51281G_CN）• MPLAB® IDE 帮助文件

设置调试用应用程序

要准备调试应用程序，请遵循以下步骤：

1. 启动 MPLAB IDE，然后打开应用程序项目。随即会打开相关工作区。有关项目和工作区的信息，请参见本节开头提到的 MPLAB IDE 文档。

2. 选择Project>Build All （项目 > 全部编译）编译应用程序代码。编译进度将在Output （输出）窗口的 Build （编译）选项卡中显示。

3. 选择Debugger>Select Tool>Your Preferred Tool（调试器 > 选择工具 > 首选工具）。 MPLAB IDE随即会添加您选择的工具调试功能。

4. 选择Debugger>Program （调试器 > 编程）将应用程序代码烧写到dsPIC33F DSC 器件中。调试编程的进度将在 Output （输出）窗口的 Debugging tool （调试工具）选项卡中显示。

编写应用程序

如果程序调试成功并开始运行，接下来就需要对器件进行编程以便程序在终设计中独立运行。执行该操作时，为调试保留的资源将释放给应用程序使用。要编写应用程序，请按以下步骤操作：

1. 通过选择Debugger>Select Tool>None （调试器 > 选择工具 > 无）禁止使用您的工具作为调试工具。

2. 通过选择Programmer>Select Programmer menu （编程器 > 选择编程器菜单）选择您的工具作为编程器。

3. 选择Programmer>Program （编程器 > 编程）。

此时应用程序代码将会独立运行。

注：执行任何接线之前，确认系统未上电且已完全放电。 LED D13 熄灭时，说明系统已完全放电。

注：未隔离用于连接 MPLAB 编程器 /调试器的编程连接器。用户应采用一种隔离方法，例如，隔离的 USB HUB。


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运行演示软件

要运行演示，请遵循以下步骤：

1. 确保在 IPFC 参考设计电路板上安装分路跳线J6。

2. 确保在 IPFC 参考设计电路板上安装 dsPIC33FJ16GS504 PIM （MA330020）。

3. 将负载连接到 DC BUS （+）和 DC BUS （-）。有关详细信息，请参见 “连接系统”。

4. 给 IPFC 参考设计电路板上电，只能施加 50V 交流电。有关详细信息，请参见 “上电顺序”。

5. 双击 .mcw 文件打开 IPFC 演示软件。

6. 在 MPLAB IDE 工作台打开后，编译项目。使用Project （项目）下拉菜单中的Build All（编译全部）编译项目。（见图 25）。

图 25：在 MPLAB® IDE 中编译代码

7. 从Programmer （编程器）下拉菜单中选择编程器。本例中选择 MPLAB REAL ICE 或任何其他显示的选项。（见图 26）。

图 26： MPLAB® IDE 中的编程器部分

图 27： MPLAB® IDE 中的编程选项

8. 使用 RJ-11 接头将编程工具连接到 IPFC 参考设计电路板，然后通过Programmer>Program（编程器 > 编程）对器件进行编程。接着切断调试器与设计电路板的连接（见图 27）。

9. 移除编程器/调试器。

10. 将输入电压升至输入范围 85-265V AC 内的所需值。

IPFC 参考设计电路板此时应处于上电状态并且正在运行。

注：未隔离用于连接 MPLAB 编程器 /调试器的编程连接器。用户应采用一种隔离方法，例如，隔离的 USB HUB。


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结论

本应用笔记通过 dsPIC DSC 介绍了交错功率因数校正（IPFC）的新方法。并详细说明了 IPFC 转换器的数字设计和实现，其中包括硬件注意事项和 MATLAB 模拟。

这种独特的方法可用于设计和集成 IPFC 级后面的其他下游转换器。ADC、PWM 和模拟补偿器等功率控制外设还可用于其他转换器级。

软件采用模块化设计，能够更容易地附加其他必需功能以满足具体应用的要求。dsPIC DSC 器件具有极高处理能力和丰富的外设，很适合用于在单个芯片上开发此类复杂的应用。可以使用各种 DSP 指令执行有不同时序要求的多种控制回路。此外， MPLAB 集成开发环境（IDE）提供的数据监控界面（Data Monitor andControl Interface，DMCI）功能可用于在应用程序运行期间控制和显示应用程序变量。这将有助于在软件开发阶段观察各种信号。

Microchip 提供了各种各样的资源来帮助用户开发该集成应用。欲了解有关 IPFC 参考设计的更多详细信息，请与当地的Microchip 销售办事处联系。

参考信息 Microchip Technology Inc. 已发布以下应用笔记，这些说明介绍了 dsPIC DSC 器件在功率转换应用中的用途：

• AN1106 《用 dsPIC® DSC 实现能量转换应用中的功率因数校正》（DS01106A_CN）

• AN1208 《功率因数校正（PFC）与无传感器磁场定向控制（FOC）的集成系统》（DS01208A_CN）

这些文档可从Microchip网站（www.microchip.com）下载。


http://www.microchip.com


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附录 A：源代码

本应用笔记中提及的所有软件都以单个 WinZip 归档文件的形式提供。可从 Microchip 公司网站下载此文件：

www.microchip.com

软件许可协议

Microchip Technology Incorporated （以下简称 “公司”）此处提供的软件，旨在提供给公司的客户，这些软件仅可用于 Microchip生产的产品。

软件为公司和／或其供应商所有，受适用的版权法保护。版权所有。任何违反上述限制的使用，将使用户受到适用法律的刑事制裁，

并承担违背此许可协议条款和条件的民事责任。

软件是“按现状”提供的，不附有任何形式的（无论是明示的、默示的还是法定的）保证，包括（但不限于）对适销性和适用于某

特定用途的默示保证。在任何情况下，公司都不会对由任何原因造成的特别的、偶然的或直接的和间接的损害负责。



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附录 B：符号术语表表 B-1：符号及其说明

符号说明

VAC 交流整流电压

IAC 交流整流电流

VDC 直流母线电压

VDCREF 直流母线参考电压

IACREF 电容参考电流

Rmax 大电阻

Vmax 大电压

Imax 大电流

σmax 大电导

Ga 电压误差补偿器的比例增益

Gsa 电压误差补偿器的积分增益

BWVLoop 电压回路带宽

IBWVLoop 积分电压回路带宽

fVLoop 电压控制回路频率

Ra 电流误差补偿器的比例增益

Rsa 电流误差补偿器的积分增益

BWILoop 电流回路带宽

IBWILoop 积分电流回路带宽

fILoop 电流控制回路频率

Ka 负载平衡误差补偿器的比例增益

Ksa 负载平衡误差补偿器的积分增益

BWLBLoop 负载平衡回路带宽

IBWLBLoop 积分负载平衡回路带宽

fLBLoop 负载平衡控制回路频率

VAVG 整流输入电压的平均值

VL 从电流误差补偿器获得的电感电压

D 主占空比

D1 MOSFET1 的占空比 D2 MOSFET2 的占空比

Dd 主占空比

DD 占空比校正值

ESinglestage 单级 PFC 转换器中存储的能量

EInterleaved IPFC 转换器中存储的能量

Ki 比例增益

Kv 积分增益

Vin_min 小输入电压

Vout 直流输出电压

T PWM 开关的时间周期

Pout_max 大输出功率

h 效率

I% 可接受峰值与电感电流纹波峰值之比（典型值为 20-40%）


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thold 保持时间

trr 反向恢复时间

VRRM 反向电压值

Vout_min 小输出电压

ESR 有效串联阻抗

VADC_peak ADC 引脚上的大电压

T PWM 开关的时间周期

Pout_max 大输出功率

h 效率

I% 可接受峰值与电感电流纹波峰值之比（典型值为 20-40%）

thold 保持时间 trr 反向恢复时间

VRRM 反向电压值

Vout_min 小输出电压

ESR 有效串联阻抗

VADC_peak ADC 引脚上的大电压

Vin_peak 峰值输入电压

Vin_max 大输入电压

IQ1max 流过升压转换器桥臂的电流

L 有效升压电感

C 有效升压电容

IM1 MOSFET1 电流

IM2 MOSFET2 电流

VERR 电压误差

ICAPREF 电容参考电流

IINDREF 电感参考电流

IERR 电流误差

VIND 电感电流

VL 从电流误差补偿器获得的电感电压

IC 流过输出电容的电流

ID 二极管电流

tON MOSFET 的导通时间

tOFF MOSFET 的截止时间

VDCREF 直流参考电压

VDC 检测到的直流电压

ILoad 负载电流

ILoad_max 大负载电流

IACREF 参考电流信号

Vm 半正弦波的峰值电压

Vavg 平均电压

VL 电感电压

表 B-1：符号及其说明（续）

符号说明


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附录 C：电气规范

使用三相逆变器型阻性负载在大功率为 350W 的情况下对 IPFC 参考设计进行测试。

表 C-1：电气规范

参数小值120 VAC 输入400 VDC 输出

350W 输出时的典型值

230 VAC 输入400 VDC 输出

350W 输出时的典型值大值

输入电压 85 VAC 120 VAC 230 VAC 265 VAC

输入电流 — 3.17A 1.6A 8A

输入功率 — 380W 368W 400W

输出电压 — 400 VDC ± 2% 400 VDC ± 2% 420 VDC

输出电流 — 0.87A 0.87A 2A

输出功率 — 350W 350W 350W

25ºC 环境温度下的散热片

— 70ºC （1） 48ºC （1） 75ºC （2）

ITHD — 3% 5% —

功率因数 — 0.998 0.992 —

效率 — 92% 95% —

注 1：如果使用热阻为 6ºC/W 的散热片，则连续运行时，散热片温度稳定在该值。

2：在小输入电压 85 VAC 和 400 VDC 下，以大输出功率 350W 运行一小时后，在散热片上测得该温度。未使用风扇。如果用户需要在上述条件下连续运行，建议使用外部风扇保持散热片温度低于 75ºC。


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附录 D：原理图和电路板布局

图 D-1： IPFC 参考设计原理图（第 1 页，共 3 页）

升压

转换

器级


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12V

/0.4

A

调试器

接口

辅助电源

AN6/

OS

C1

LOW

RE

FAN

7/O

SC0


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硬件故障保护

仅限开发

用途


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图 D-4： IPFC 参考设计电路板布局（俯视图）


请注意以下有关 Microchip 器件代码保护功能的要点：

• Microchip 的产品均达到 Microchip 数据手册中所述的技术指标。

• Microchip 确信：在正常使用的情况下， Microchip 系列产品是当今市场上同类产品中安全的产品之一。

• 目前，仍存在着恶意、甚至是非法破坏代码保护功能的行为。就我们所知，所有这些行为都不是以 Microchip 数据手册中规定的

操作规范来使用 Microchip 产品的。这样做的人极可能侵犯了知识产权。

• Microchip 愿与那些注重代码完整性的客户合作。

• Microchip 或任何其他半导体厂商均无法保证其代码的安全性。代码保护并不意味着我们保证产品是 “牢不可破”的。

代码保护功能处于持续发展中。Microchip 承诺将不断改进产品的代码保护功能。任何试图破坏 Microchip 代码保护功能的行为均可视

为违反了《数字器件千年版权法案（Digital Millennium Copyright Act）》。如果这种行为导致他人在未经授权的情况下，能访问您的

软件或其他受版权保护的成果，您有权依据该法案提起诉讼，从而制止这种行为。

提供本文档的中文版本仅为了便于理解。请勿忽视文档中包含

的英文部分，因为其中提供了有关 Microchip 产品性能和使用

情况的有用信息。Microchip Technology Inc. 及其分公司和相

关公司、各级主管与员工及事务代理机构对译文中可能存在的任何差错不承担任何责任。建议参考 Microchip TechnologyInc. 的英文原版文档。

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利，它们可能由更新之信息所替代。确保应用符合技术规范，是您自身应负的责任。Microchip 对这些信息不作任何明示或

暗示、书面或口头、法定或其他形式的声明或担保，包括但不

限于针对其使用情况、质量、性能、适销性或特定用途的适用性的声明或担保。 Microchip 对因这些信息及使用这些信息而

引起的后果不承担任何责任。如果将 Microchip 器件用于生命

维持和 / 或生命安全应用，一切风险由买方自负。买方同意在

由此引发任何一切伤害、索赔、诉讼或费用时，会维护和保障Microchip 免于承担法律责任，并加以赔偿。在 Microchip 知识

产权保护下，不得暗中或以其他方式转让任何许可证。

2009 Microchip Technology Inc.

商标

Microchip 的名称和徽标组合、 Microchip 徽标、 dsPIC、

KEELOQ、 KEELOQ 徽标、 MPLAB、 PIC、 PICmicro、PICSTART、 rfPIC 和 UNI/O 均为 Microchip Technology Inc.在美国和其他国家或地区的注册商标。

FilterLab、 Hampshire、 HI-TECH C、 Linear Active Thermistor、MXDEV、MXLAB、SEEVAL 和 The Embedded Control Solutions Company 均为 Microchip Technology Inc.在美国的注册商标。

Analog-for-the-Digital Age、 Application Maestro、CodeGuard、 dsPICDEM、 dsPICDEM.net、 dsPICworks、dsSPEAK、 ECAN、 ECONOMONITOR、 FanSense、HI-TIDE、 In-Circuit Serial Programming、 ICSP、 Mindi、MiWi、MPASM、MPLAB Certified 徽标、MPLIB、MPLINK、mTouch、 Octopus、 Omniscient Code Generation、 PICC、

PICC-18、PICDEM、PICDEM.net、PICkit、PICtail、PIC32

徽标、REAL ICE、 rfLAB、Select Mode、Total Endurance、TSHARC、 UniWinDriver、 WiperLock 和 ZENA 均为Microchip Technology Inc. 在美国和其他国家或地区的商标。

SQTP 是 Microchip Technology Inc. 在美国的服务标记。

在此提及的所有其他商标均为各持有公司所有。

© 2009, Microchip Technology Inc. 版权所有。

DS01278A_CN 第45 页

Microchip 位于美国亚利桑那州 Chandler 和 Tempe 与位于俄勒冈州Gresham 的全球总部、设计和晶圆生产厂及位于美国加利福尼亚州和印度的设计中心均通过了 ISO/TS-16949:2002 认证。公司在 PIC®

MCU 与 dsPIC® DSC、KEELOQ® 跳码器件、串行 EEPROM、单片机外设、非易失性存储器和模拟产品方面的质量体系流程均符合 ISO/TS-16949:2002。此外，Microchip 在开发系统的设计和生产方面的质量体系也已通过了 ISO 9001:2000 认证。

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美洲公司总部 Corporate Office2355 West Chandler Blvd.Chandler, AZ 85224-6199Tel: 1-480-792-7200 Fax: 1-480-792-7277技术支持：http://support.microchip.com网址：www.microchip.com亚特兰大 AtlantaDuluth, GA Tel: 678-957-9614 Fax: 678-957-1455波士顿 BostonWestborough, MA Tel: 1-774-760-0087 Fax: 1-774-760-0088芝加哥 ChicagoItasca, IL Tel: 1-630-285-0071 Fax: 1-630-285-0075克里夫兰 ClevelandIndependence, OH Tel: 216-447-0464 Fax: 216-447-0643达拉斯 DallasAddison, TX Tel: 1-972-818-7423 Fax: 1-972-818-2924底特律 DetroitFarmington Hills, MI Tel: 1-248-538-2250Fax: 1-248-538-2260科科莫 KokomoKokomo, IN Tel: 1-765-864-8360Fax: 1-765-864-8387洛杉矶 Los AngelesMission Viejo, CA Tel: 1-949-462-9523 Fax: 1-949-462-9608

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韩国 Korea - SeoulTel: 82-2-554-7200 Fax: 82-2-558-5932 或82-2-558-5934

马来西亚 Malaysia - KualaLumpurTel: 60-3-6201-9857Fax: 60-3-6201-9859

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菲律宾 Philippines - ManilaTel: 63-2-634-9065Fax: 63-2-634-9069新加坡 SingaporeTel: 65-6334-8870 Fax: 65-6334-8850

泰国 Thailand - BangkokTel: 66-2-694-1351Fax: 66-2-694-1350

欧洲奥地利 Austria - WelsTel: 43-7242-2244-39Fax: 43-7242-2244-393丹麦 Denmark-CopenhagenTel: 45-4450-2828 Fax: 45-4485-2829法国 France - ParisTel: 33-1-69-53-63-20 Fax: 33-1-69-30-90-79德国 Germany - MunichTel: 49-89-627-144-0 Fax: 49-89-627-144-44意大利 Italy - Milan Tel: 39-0331-742611 Fax: 39-0331-466781荷兰 Netherlands - DrunenTel: 31-416-690399 Fax: 31-416-690340西班牙 Spain - MadridTel: 34-91-708-08-90Fax: 34-91-708-08-91英国 UK - WokinghamTel: 44-118-921-5869Fax: 44-118-921-5820

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