Diode

Seite 1

Schaltzeichen: k a

N P Dioden Kennlinie / Grenzwerte:

IFmA

IR

V IR

µA

UFV

0.6 V

5 V

Durchlassbereich

Sperrbereich

UR URMIF IFM PTOTTJ TU

= maximale Sperrspannung = maximale Spitzensperrspannung = maximaler Durchlasstrom = maximaler Spitzendurchlasstrom = Verlustleistung = maximale Sperrschichttemp. („Junction- Temp.“) = Umgebungstemperatur

Wird eine Diode nicht mit sinusförmiger, sondern mit einer rechteckförmigen Betriebsspannung betrieben, so muss die zulässige Impulsbelastbarkeit beachtet werden. Temperaturverhalten:

Mit steigender Temperatur nimmt der Sperrrstrom stark zu. Mit steigender Temperatur wird der Durchlasswiderstand geringer. Statischer Durchlasswiderstand:

F

FF IUR =

RF UF IF

= Stat. Durchlasswid. in Ω = Durchlasspannung in V = Durchlasstrom in A

Der statische Durchlasswiderstand ist der Gleichstromwiderstand einer Diode. Er ist nicht konstant und hängt vom gewählten Arbeitspunkt ab. Dynamischer Durchlasswiderstand:

F

FFD I

Urr∆∆

== rF

∆UF

∆IF

= Dyn. Durchlasswid. in Ω = Spannungsänderung in V = Stromänderung in A

Sperrwiderstand:

RUIRR

R=

RR UR IR

= Sperrwiderstand in Ω = Spannung in Sperrichtung in V = Strom in Sperrichtung in A

Verlustleistung:

P U IV F F= ⋅

PRVj U

thJU=

−υ υ

PV UF υj υU RthJU

= Verlustleistung in W = Spannung in Durchlassrichtung in V = Sperrschichttemperatur in °C = Umgebungstemperatur in °C = Wärmewiderstand zwischen Sperrschicht und Umgebung

Z-Diode

Seite 2

Schaltzeichen:

k a

Allgemeines: Z-Dioden werden in Sperrichtung beim Errei-chen der Zenerspannung niederohmig.

Im Durchlassbereich verhalten sie sich wie normale Si-Dioden.

Der niederohmige Zustand in Sperrichtung wird durch zwei Effekte hervorgerufen, durch den Zenereffekt und durch den Lawineneffekt.

Der Arbeitsbereich einer Z–Diode verläuft zwischen IZmin und IZmax. Eine Z – Diode stabi-lisiert um so besser, je steiler die Kennlinie im Arbeitsberich verläuft.

Z-Dioden Kennlinien:

IF/mA

UF/V

IZ/mA

UZ/V10203040506070

80

5

1

50

100

Durchlassbereich

3

IZmin

IZmax

Z - Bereich

Zenereffekt: Die Sperrspannung verursacht ein elektrisches Feld in der Sperrschicht. Mit steigender Sperrspannung wird die Feldstärke des elektrischen Feldes immer grösser. Das elektrische Feld übt Kräfte auf die in den Kristallbindungen befindlichen Elektronen aus. Wird die Feldstärke zu gross, können sich viele in ihren Bindungen nicht mehr halten. Sie werden aus den Bindungen herausgerissen und stehen jetzt als freie Elektronen der Bildung eines Stromes zur Verfügung. Die Sperrschicht enthält freie Ladungsträ-ger. Es gibt Z-Dioden mit Zenerspannungen von 2V bis 600V. Lawineneffekt: Die durch den Zenereffekt freigemachten Elektronen werden durch das elektrische Feld stark beschleu-nigt. Sie bekommen eine grosse Energie und schlagen andere Elektronen aus ihren Bindungen. Die Sperrschicht ist jetzt mit freien Ladungsträgern überschwemmt. Sperrbereich, Knickbereich, Durchbruchbereich: Die Kennlinie einer Z-Diode in Sperrichtung besteht aus dem Sperrbereich, dem Knickbereich und dem Durchbruchbereich. Dioden mit höherer Zenerspannung besitzen einen kleineren Knickbereich. Aus dem Anstieg der Durchbruchskennlinie erhält man den differenziellen Widerstand rZ:

r UI

ZZ

Z=∆∆

∆UZ

∆IZ rZ

= Spannungsänderung = Stromänderung = differentieller Widerstand

Das Temperaturverhalten von Z-Dioden:

UZ < 6V: Z-Dioden haben einen neg. Temp.koeffizienten (UZ wird kleiner bei Temperaturanstieg) UZ > 6V: Z-Dioden haben einen pos. Temp.koeffizienten (UZ wird grösser bei Temperaturanstieg) Stabilisierungsfaktor:

S U UU U

Rr

UU

E Z

Z E

vor

Z

Z

E= = +

∆∆

**

1 S ∆UE

= Spannungsstabilisierungsfaktor = Eingangsspannungs-Änderung

Z-Spannung bei Temperaturerhöhung: U U T TZwarm Z Kuz= ⋅ + ⋅25 1( )∆

UzwarmUZ25 TKuz

∆T

= Z-Spannung bei höheren Temperaturen als bei 25 °C = Nennspannung der Z-Diode bei 25°C = Temperaturbeiwert Z-Diode in 1/K = Temperaturerhöhung in K

Dimensionierung des Vorwiderstandes:

maxZ

ZE

LZ

ZEvor

IUU

IIUUR −

=+−

=

RU UI IvorMax

E Z

Z L=

−+

min

min max

Rvor UE UZ IZ IL

= Vorwiderstand = unstabiliserte Eingangsspannung = Zenerspannung = Strom der Z-Diode = Laststrom

Z-Diode

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RU UI IvorMin

E Z

Z L=

−+

max

max min

( )P U U IRvor E Z Z= − ⋅ max

PRvor RvorMaxUEmin IZmax ILmin

= Leistung am Rvor = maximaler Vorwiderstand = minimale Eingangsspannung = maximaler Zenerstrom = minimaler Laststrom

Verlustleistung:

PR

totj u

thJU=

−ϑ ϑ

P U I PV Z Z tot= ⋅ ≤

ϑj ϑu RthJU

= Sperrschichttemperatur in °C = Umgebungstemperatur in °C = Wärmewid. zwischen Sperrschicht und Umgebung

Lichtemittierende Dioden (LED):

Die lichtemitierende Diode ist, wie alle Dioden, aus einer p- und einer n-Schicht aufgebaut. Die Wellenlänge und damit auch die Farbe des abgestrahlten Lichts hängt von der Art des verwendeten Halbleitermaterials ab. Die verschiedenfarbigen Led’s müssen mit verschiedenen Spannungen angesteuert werden. (gn = ca. 1.8V, ge = ca. 1.6V, rt = ca. 1.5V, bl = ca. 2.5V). Eine LED emittiert (sendet aus) optische Strahlung im Durchlassbereich. Die Strahlung kann im sichtbaren, oder im IR -Bereich liegen! Sperrspannug bei ca. 5V. XX = Farbangabe z.B bl.

Fotodiode:

Die Sperrschicht einer Fotodiode ist dem Licht zugänglich. Wenn auf die Sperrschicht kein Licht kommt, fliesst durch die pn -Sperrschicht wie bei einer normanlen Diode ein Sperrstrom. Trifft Licht auf die Sperr-schicht, fliesst ein zusätlicher Fotostrom. Fotodioden werden meist in Sperrichtung betrieben. Der Sperrstrom (= Fotostrom) nimmt linear zur Stärke der Beleuchtung zu.

Kapazitätsdiode (Varicap):

Jeder in Sperrichtung betriebene pn-Übergang hat eine Sperrschicht- Kapazität. Bei den Kapazitätsdioden wird diese Sperrschichtkapazität als spezielle Eigenschaft ausgenutzt. Kapazitätsdioden werden in Sperrich-tung betrieben. Die Bereite der Sperrschicht kann durch die Grösse der Spannung variiert werden ⇒ Kapazi-tätsänderung.

Schottky-Dioden:

Die Schottky - Diode hat kein p-Silizium sondern eine auf dem n-Silizium liegende Metall- elektrode. Da-zwischen befindet sich die Raumladungszonde. Die Schottky-Dioden schalten sehr schnell und haben eine sehr kleine Schleusenspannung (< 0.4V) ⇒ Man hat kleine Verlustleistungen.

XX

Spannungsstabilisierung

Seite 4

Spannungsstabilisierung (IL konstant, UE veränderlich):

I

IZ

IL

RV

RL

UE

URV

UZUA

Unterhalb der Z–Spannung steigt die Ausgangsspannung Proporional zur Eingangsspannung an. Erreicht UE UZ, so steigt UA nicht mehr an. Wird UE noch grösser, dann wird IZ grösser. Die Stromaufnahme ist unabhängig von RL. IL und IZ halten sich die Wage.

UA = UZURV

UE

UE

UE

IZMIN

IL

IZMAX

IL

Ptot

Rvmin

Rv=const

A1

A2

A0

+ UE- UZ+ UZ-

UZ in V

IZ in mA

Max. Verlustleistung der Z – Diode (bei UEmax) P U IV Z Zmax max= ⋅ P U IV Z Z= ⋅

UZ IZ PVmax PV UZ IZ

= Zenerspannung in V = Zenerstrom in A = Max. Verlustleistung in W = Verlustleistung in W = Spannung der Z–Diode in V = Strom der Z–Diode in A

Spannungsstabilisierung (UF konstant, IL veränderlich):

I

IZ

IL

RV

RL

URV

UZUA

UE

Die Eingangsspannung UE teilt sich in URV und UZ auf. Der fliessende Gesamtstrom I in IZ und IL. Die Ströme IZ und IL verhalten sich wie eine Waage.

UA = UZURV

UE

UE

IZmin

IZ

IZmax

IL

Ptot

Rv

A1

A2

UZ

UZ in V

IZ in mA

Iges.

Damit die Z–Diode nicht überlastet wird:

maxminmax LZZ III +≥

Max. Verlustleistung der Z–Diode (bei RL = ∞)

( )P U I IV Z Z Lmax min max= ⋅ +

UZ IZ IL PV

= Spannung der Z–Diode in V = Strom der Z–Diode in A = Laststrom der Z–Diode in A = Verlustleistung in W

Einweggleichrichterschaltung

Seite 5

Mit ohmscher Belastung:

Bei einer Einweg-Gleichrichterschaltung mit ohmscher Last entspricht der Verlauf der Ausgangspan-nung UA dem Verlauf des Stromes I.

UA = I*RL

RLUE UA

I

t

UU E U A

U _

Gleichspannungsanteit Gleichstromanteil: Welligkeitsspannung: Welligkeit:

UUp U

IIp

U U U

w UwU

eff

W eff

_.

_

.. * _ . *

_.

= =

=

= =

= =

π

π

2 22

1 21 054

121

Mit kapazitiver Belastung und Stromentnahme:

RLCL

ID

IC IL

UAUE

TLad TLadTEnt

α α t

UEUA

UE

UA

Ohne RL: UA = ÛE = U_

Mit RL: Keine rein kapazitive Belastung, untenstehende Formeln verwenden.

Während des Entladezeitraumes: iC = iL

Während des Ladezeitraumes: iD = iC+iL

Stromflusswinkel oder Ladewinkel α immer zwischen 60° und 90°. Der Laststrom IL ist proportional der Spannung UA.

U UI I I

UIC

U

U

eff

eff D

Wg L

eff

≈≈ =

≈

=

0 92 515

20 71

. * _. * _. * _

*

_

*cos

.

ωα

U_ ID Uw ωg α

= Gleichspannungsanteil der Ausgangspannung = Effektivwert des Diodenstromes = Welligkeitsspannung / Effektivwert = Kreisfrequenz der Grundschwingung = Stromflusswinkel

Brückengleichrichterschaltung / Grätz

Seite 6

Mit ohmscher Belastung:

RL

UE

UA

Pos. HalbwelleNeg. Halbwelle

UE UAU

t

U_

Gleichspannungsanteil: Gleichstromanteil: Welligkeitsspannung: Welligkeit:

UUp U

IIp

I

U U U

w UU

eff

eff

w eff

W

_*

.

_ . *

. * _ . *

_.

= =

= =

= =

= =

22 22

0 64

0 485 0 437

0 483

π

π

Mit kapazitiver Belastung und Stromentnahme: Für die Gleichrichterschaltungen mit nicht rein kapazitiver Belastung werden für einen mittleren Stromflusswinkel folgende Gleichungen angegeben: U UI II I

UIg

eff

eff

D

W

≈≈≈

≈

085175

12412

. * _. * _

. * _. * _

*ω

U_ = Gleichspannungsanteil der Ausgangspannung

I_ = Gleichstromanteil des Ausgangsstromes

ID = Effektivwert des Diodenstromes ωg = Kreisfrequenz der Grundschwingung

Der Gleichspannungsanteil der Ausgangsspannung kann für alle drei Gleichrichterschaltungen nach der folgenden Formel verwendet werden:

U

Ueff

_

*cos

.=

α2

0 71

α = Stromflusswinkel

Delonschaltung / Villardschaltung

Seite 7

Delonschaltung:

I

R L

U1

U2

UE

Igl

D2

C1

D1

C2

- Leerlaufspannung max. Diodenspannung - Brummspannung bei C1 = C2 = C

I Igl ≈ ⋅14. U U2 12 2= ⋅ ⋅

UI

C fBreffgl

Br=

⋅

⋅

0 4.

f fBr Netz= ⋅2

U2 U1 Igl I CL UBreff UBrss fNetz fBr

= Ausgangsgleichspannung = Effektivwert der Eingangswechselspannung = Ausgangsgleichstrom = Effektivwert des Eingangswechselstromes = Ladekondensator = Effektivwert der Brummspannung = Spitzen-Spitzenwert der Brummspannung = Netzfrequenz = Frequenz der Brummspannung

Villardschaltung:

U E

R L U2

U1 D2D1 D3 D4 D5 D6

C1

C2

C3

C4 C6

C5

- Leerlaufspannung max. Diodenspannung - Brummspannung.

I Igl ≈ ⋅0 5.

12 2 UnU ⋅⋅=

U URM = ⋅ ⋅2 2 1

+++=

nBr

glBreff CCCf

IU 1...11

21

f fBr Netz=

U2 U1 Igl I URM CL Ubreff Ubrss fNetz fBr n

= Ausgangsgleichspannung = Effektivwert der Eingangswechselspannung = Ausgangsgleichstrom = Effektivwert des Eingangswechselstromes = max. Diodensperrspannung = Ladekondensator [ F ] = Effektivwert der Brummspannung = Spitzen-Spitzenwert der Brummspannung = Netzfrequenz = Frequenz der Brummspannung = Anzahl Dioden

Mittelpunkt-Zweiweg-Gleichrichter / Brummspannung

Seite 8

Mittelpunkt-Zweiweg-Gleichrichterschaltung:

Mit ohmscher Belastung:

RLUA

UE

UE

UE*

Pos. HalbwelleNeg. Halbwelle

U E U AU

t

U _

Für die Mittelpunkt-Zweiweg-Gleichrichterschaltung ergeben sich dieselben Gleichungen wie für die Brücken-Gleichrichterschaltung (Seite14), wenn als Eingangsspannung UE nur die Spannung zwischen einem äusseren Punkt der Sekundärwicklung und der Mittelanzapfung angenommen wird.

UE* = 2*UE Mit kapazitiver Belastung und Stromentnahme:

Gleiche Formeln wie Brücken-Gleichrichterschaltung mit kapazitiver Belastung (Seite 7). Brummspannung:

Die hinter einem Netzgleichrichter stehende Gleichspannung ist mit einer Wechselspannung überlagert. Diese Welligkeit nennt man Brummspannung UBr.

U k IC

BrL

=*

I UBr CL k

= Laststrom = Ueff oder Upp der Brummspannung = Lade- oder Glättungskondensator = Schaltungskonstante siehe untenstehende Tabelle

Schaltung Einweg Mittelpunkt Brücke Verdoppler Kaskade für UBreff k in s

4.8*10-3

1.8*10-3

1.8*10-3

bei C1 = C2

U If

BrBr

=

für UBrss k in s

14*10-3

7*10-3

7*10-3 U I

C fBr

Br=

0 4. **

Diese Faktoren gelten nur für 50 Hz Netzfrequenz!

Theoretisch ist die Grösse des Ladekondensators unbegrenzt. In der Praxis darf eine bestimmte Grösse nicht überschritten werden, um den Gleichrichter nicht zu zerstören. Die Grösse des zulässigen Lade-kondensators ist aus den Datenblättern für Gleichrichter zu entnehmen.

Transistor

Seite 9

Symbole und Bezeichnung:

B

C

E

C

B

E

n

p

n

C

B

EUBE = 0.7V

UCE = 0.2V

N P N

B

C

E

C

B

E

p

p

n

C

B

EUEB = 0.7V

UEC = 0.2V

P N P

B: Basis C: Kollektor E: Emitter

Der Bipolar-Transistor ist ein strom-gesteuertes Bauelemnt und hat einen positiven Temperaturkoeffizienten.

Statisches Kennwerte:

Statische Kennwerte geben Auskunft über das Gleichstromverhalten eines Transistors:

B

CFE

IIhB ==

B IC IB

= Gleichstromverstärkung = Kollektorstrom in A = Basisstrom in A

BCBECE UUU −=

UCEUBEUBC

= Spannung Kollektor- Emitter in V = Spannung Basis- Emitter in V = Spannung Basis- Kollektor in V

BBECCE IUIUP ** +==

P= UCEIC UBEIB

= Gleichstromleistung in W = Spannung Kollektor- Emitter in V = Kollektorstrom in A = Spannung Basis- Emitter in V = Basisstrom in A

GT ff *β=

fT b fG

= Transitfrequenz in Hz = Stromverstärkung = Grenzfrequenz in Hz

Dynamische Kennwerte: => Tangente

Die dynamischen Kennwerte eines Transistros gelten nur für einen bestimmten Arbeitspunkt und eine bestimmte Frequenz. Die Kenngrössen für einen bestimmten Arbeitspunkt lassen sich aus den Kennli-nien ermitteln.

Transistor

Seite 10

B

BEeBE

IUhr∆∆

== 11

Bei UCE = konstant

rBE ∆UB

∆IB

= Eingangswiderstand in Ω = Basisspg.änderung in V = Basisstromänderung in A

B

Ce

IIh

∆∆

== 21β

Bei UCE = konstant

β ∆IC

∆IB

= Stromverstärkung = Kollektorstromänderung in A = Basisstromänderung in A

C

CE

eCE

IU

hr

∆∆

==22

1

Bei IR = konstant

rCE

∆UCE

∆IC

= Ausgangswiderstand in Ω = Kollektor-Emitterspg.änderung in V = Kollektorstromänderung in A

CE

BEeU

UUhD

∆∆

== 12

Bei IR = konstant

DU

∆UBE

∆UCE

= Spannungsrückwirkung = Basis-Emitterspg.änderung in V = Kollektor-Emitterspg.änderung in V

Kennlinien:

IC

UCEIB

UBE

Sättigungsbereich

IB = 50 µA

IB = 40 µA

IB = 30 µA

IB = 20 µA

β =∆∆IIC

B

r UI

BEBE

B=∆∆

D UU

UBE

CE=∆∆

r UI

CECE

B=∆∆

B ICIB

=

SpannungsrückwirkungEingangskennlinien

Stromverstärkungskennlinien Ausgangskennlinien

Ausgangskennlinie (1. Quadrant): Der Zusammenhang IC = f (UCE) bei IB = konstant wird als Ausgangskennlinie(n) des Transistors bezeichnet. Sie zeigen, dass der Kollektorstrom fast nur vom Basis-strom bestimmt wird.

Stromsteuerkennlinie (2. Quadrant): Der Zusammenhang IC = f(IB) bei UCE = Konstant wird als Stromsteuerkennlinie bezeichnet.

Eingangskennlinie (3. Quadrant): Der Zusammenhang IB = f (UBE) bei UCE = konstant wird als Eingangskennlinie des Transistors bezeichnet. Sie verläuft wie bei einer Siliziumdiode.

Spannungsrückwirkung (4. Quadrant): Diese Rückwirkung ist unerwünscht. Je flacher die Kurve, desto besser.

Grenzwerte:

Beim Überschreiten dieser Grenzwerte kann der Transistor zerstört werden. Die wichtigsten werden vom Hersteller angegeben.

IC

UCE

Ptot

Imax

Umax

SOA

Der sichere Arbeitsbereich (Safe Operating Area) ist der Bereich, in dem der Transistor betrieben werden darf, ohne dass er zerstört wird. Er wird begrenzt durch ICmax, UCEmax und PVmax. Diese Werte sind Grenzwerte und dürfen nicht überschritten werden!

Transistor-Grundschaltungen

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Emitterschaltung Kollektorschaltung Basisschaltung

C2

RCR1

R2 RE CE

C1

U1U2

R1

C2

C1

RE U2

U1

U1 U2

C2RE

R2

C1

R1 RC

BE

E

rrRRrr

≈=

1

211 ¦¦¦¦B

ohne CE 211 ¦¦¦¦)*( RRRrr EBE β+=

11 ¦¦)*( RRrr EBE β+=

EBE Rrr ¦¦1β

=

C

CEC

RrrRr

≈=

2

2 ¦¦ E

iBE RRrr ¦¦2β+

= C

CEC

RrrRr

≈=

2

2 ¦¦

BE

Cu

CCE

CCE

BEu

rRV

RrRr

rV

*

**

β

β

≈

+=

ohne CE: E

CU

RRV ≈

1*

*

≈+

=

u

BEE

Eu

VrR

RVββ

BE

Cu

CCE

CCE

BEu

rRV

RrRr

rV

*

**

β

β

≈

+=

β

β

≈+

=

i

CEC

CEi

VrRrV *

β

β

≈++

=

i

CEE

CEi

VrR

rV )1(

11

≈+

=

i

i

V

Vβ

β

BE

Cp

iup

rRV

VVV

*

*

2β≈

= β≈

=p

iup

VVVV *

up

iup

VVVVV

≈= *

°= 180ϕ °= 0ϕ °= 0ϕ Standartschaltungen für NF- und HF-Schaltungen Vu, Vi, Vp = gross

Impedanzwandler NF-Eingangstufen Vi, Vp = gross, Vu < 1

HF-Verstärker besonders bei f > 100 MHz Vi = < 1

Vi = Stromverstärkung Vu = Spannungsverstärkung Vp = Leistungsverstärkung

r1 = Wechselstrom-Eingangswiderstand r2 = Wechselstromausgangswiderstand β = h21e ; rCE = 1/h22e ; rBE = h11e

Arbeitspunkteinstellung

Seite 12

Vorgehen beim Demissionieren eines Arbeitspunktes:

1.) Speisung definieren: 2.) Transistor auswählen: 3.) Verstärkung definieren: 4.) Arbeitspunkt bestimmen: 5.) Arbeitspunkt einstellen:

21V BC 141 β ≈ 100 VU = 10 UCE = 10V RC & RE bestimmen => IC = 100 mA R1 & R2 berechnen

Name Basisvorwiderstand Basisspannungsteiler Vorwiderstand Kollektor / Basis

Schaltung

R1 RC

UB

UBE

R1

RER2

RC

CE

UB

R1

RC

UB

R2

Formel

BII

IUUR

IUUR

CB

B

BEB

C

CEBC

=

−=

−=

1

)(**2

2

1

iBEguE

q

REBE

Bq

REBEB

C

RE

BC

REE

C

RECEBC

RrfC

IUUR

IIUUUR

IU

IIUR

IUUUR

+=

+=

+−−

=

≈+

=

−−=

πβ

qIIIUR

IIUUR

IIIUUR

Bq

q

BE

qB

BECE

qBC

CEBC

*

2

1

=

=

+−

=

++−

=

Zweck der Winderstanände: R1; R2: RC: RE:

Arbeitspunkteinstellung I∼U Wandlung GK-Arbeitspunktstabilisierung

Transistor als Schalter / Verlustleistung

Seite 13

Transistor als Schalter:

IC

UCE

P1

P2

P3

R als Last C als Last L als Last

PV

Mit Freilaufdiode

Bei Punkt 1 ist die Transistorstrecke CE hochohmig. (Der Transistor sperrt.) Die Spannung am Kollektor entspricht ungefähr der Speise-spannung. Bei Punkt 2 leitet der Transistor. Die Strom-verstärkung ist "normal", d.h. etwa 100. Bei Punkt 3 fliesst ein grösserer Strom in die Basis. Die Spannung UCE erreicht einen Tiefst-wert. Die Stromverstärkung ist minim. Die Kol-lektordiode wird in Durchlass-richtung betrieben, der Transistor wird übersteuert.

Übersteuerung:

C

B

B

B

II

IIü β*

0==

ü IB IB0

= Übersteuerungsfaktor = tatsächlicher Basisstrom in A = erforderlicher Basisstrom in A

Im übersteuerten Betrieb werden mehr Ladungsträger in die Basis geführt als für die Sättigung not-wendig sind. Die Basis wird übersteuert. In diesem Fall wird die Verstärkung kleiner. Schaltzeiten:

100%90%

10%

teintaus

ts

tf

td

tr

td tf ts tr

= Delaytime = Falltime = Storagetime = Risetime

Verlustleistung:

Wenn der Transistor sperrt, dann liegt eine grosse Spannung über ihm. Es fliesst kein Strom. Die Verlustleistung beträgt demnach: BBECCEV

CCEV

IUIUPIUP

**0*

+===

Wenn der Transistor leitet, dann fliesst ein grosser Strom durch ihn, die Spannung UCE wird aber nie ganz null. Die Verlustleistung beträgt:

CCCEV IVIUP *2.0* ≈=

Im Moment, wo der Transistor gerade schaltet, ist sowohl eine Spannung über ihm, als auch ein Strom fliesst. In diesem Moment berechnet sich die Leistung demzufolge wobei U und I jeweils Höchstwerte sind

2

*2

IUPV =

Schaltzeiten / KIQ / KUQ

Seite 14

Schaltzeiten:

Die Ein- und Ausschaltzeiten eines Transistors können mit einem Beschleunigungskondensator verkleinert werden:

Schalten mit verschiedenen Lasten:

Spule: Schädlicher Peak beim Ausschalten wegen selbstinduktion => Freilaufdiode

Kondensator: Schädlicher Peak beim einschalten wegen Kurzschluss => kann nicht verhindert werden Spannungsstabilisierung (KUQ):

RCR1

Z1 RE RL

BII

UUR

BII

UUR

UUU

EZ

Z

EZ

Z

BEZL

minmax

max1min1

maxmin

min1max1

+

−=

+

−=

−=

Die Stabilität der Ausgangspannung wird bestimmt durch die Konstanz von UZ und UBE.

Der Vorteil dieser Schaltung: Es können grössere Leistungen entnommen werden als bei Z-Dioden-Stabilisierungen. Stromstabilisierung (KIQ):

RLR1

Z1 RE

BII

UUR

BII

UUR

UUURUI

III

EZ

Z

EZ

Z

BEZRE

E

REE

ECL

minmax

max1min1

maxmin

min1max1

+

−=

+

−=

−=

=

≈=

Fet

Seite 15

Allgemeine Eigenschaften: - Eine charakteristische Eigenschaft aller FET’s ist ihr sehr hochohmiger Eingangswiderstand. Er

beträgt bei den Sperrschicht-FET’s etwa 109 Ω und bei den Mos-FET’s sogar etwa 1015 Ω - Die Steuerung des Fet’s erfolgt nahezu Leisutngslos. Anwendung von Feldeffekttransistoren: - Einsatz als Schalter - Audio- Verstärker - Stromquellen (KIQ) - Integrierte Schaltungen (IC’s) Übersicht und Bezeichnungen: Es gibt sehr unterschiedliche Bauarten von Feldeffekttransistoren.Grundsätzlich werden zwei Gruppen unterschieden:

- Sperrschicht-FET’s => J-FET’s oder PN-FET’s - Isolierschicht-FET’s => MOS-FET’s oder IG-FET’s Temperaturkoeffizient: Bei steigender Temperatur steigt der Widerstand Wichtige englische Wörter:

admittance Scheinleitwert gate Tor ambient Umgebung general purpose allg. Verwendung breakdown Durchbrung interchangeable austauschbar cut - off abschneiden junction Sperrschicht conductance Leitwert limiting begrenzen channel Kanal maximum ratings Grenzwerte current Strom peak value Spitzenwert dissipation Abstrahlung reverse rückwärts drain Senke, Abfluss source Quelle depletation Verarmung thershold Schwelle enhancement Anreicherung transfer Übertragung feedback Rückwirkung value Wert forward vorwärts voltage Spannung

Anschlüsse und Bezeichnungen der Feldeffekttransistoren

Bis auf einige Sonderformen haben Feldeffekttransistoren drei Anschlüsse:

S = Source (Quelle) : Hier fliessen die Ladungsträger in den Kanal (entspricht dem Emitter beim Bipolar-Transistor).

D = Drain (Abluss) : Hier fliessen die Ladungstäger aus dem Kanal heraus (vergleichbar mit Kollektor).

G = Gate (Tor) : Steueranschluss über dem der Widerstand (Querschnitt) des Kanals gesteuert wird.

FET Kennlinien / Dynamische Kennwerte

Seite 16

Die Kennlinien und Kennwerte:;

UDS

ID

-UGS

UGS

AAUDSmax

UB/2

PmaxIDmax

UB

Abschnürgrenze

= Widerstandsbereich

= KonstantstrombereichS

D

G

RGS

UGS Dynamische Kennwerte:

GS

DS

UISy

∆∆

==21

y21 ∆ID ∆UGS

= Vorwärtssteilheit in S = Drainstromänderung in A = Gate-Source-Spannungsänderung in V

yIUD

DS22 =

∆∆

y22

∆ID

∆UDS

= Ausgangsleitwert in S = Drainstromänderung in A = Drain-Source-Spannungsänderung in V

ryDS =122

rDS y22

= Ausgangswiderstand in in Ω = Ausgangsleitwert in S

RUIGSGS

GSS=

RGS UGS IGSS

= Eingangswiderstand in Ω = Gate-Source-Spannung in V = Gate-Source-Reststrom in A

Die Verlustleistung:

P U I PV DS D tot= ⋅ ≤ P

RVj U

thU=

−ϑ ϑ

PV UDS ID Ptot RthU ϑj

ϑU

= Verlustleistung in W = Drain-Spucespannung in V = Drainstrom in A = Totale Verlustleistung in W = Wärmewiderstand zwischen Kanal und Umgebung in K/W = höchste Sperrschichttemperatut in °C = Umgebungstemperatur in °C

Abschnürspannung (Kniespannung):

U U UDS GS prest = −

UDSrest UGS Up

= Knie- oder Restspannung in V = Gate-Source-Spannung in V = Abschnürspannung in V

Fet-Grundschaltungen

Seite 17

Sourceschaltung Drainschaltung Gateschaltung

RG

C1

C2

CS

RS

RD

+UB

G

Ri

t

UE

t

UA

RG

C1 C2

RS

+UB

G

Ri

t

UE UA

t

RG

C1 C2

CG

RS

RD

+UB

G

Rit

UE

t

UA

r

R R

e

G GS

=+

11 1

r Re G≈

( )r

S R R Re

S GS G

=

+ ⋅ ⋅+

11

11

r

R R R

e

G S GS

=+

+

11 1

r

R r

a

D Ds

=+

11 1

r Ra D≈

r

SR

a

S

=+

111

1

rSa ≈1

r Ra D≈

unbelastet: V S

r Rr RUDS D

DS D= ⋅

⋅+

V S RU D≈ ⋅

unbelastet:

VS RS RU

S

S=

⋅+ ⋅1

VU ≈ 1

V S RU D≈ ⋅

belastet: V S

R r R

U

D DS L

= ⋅+ +

11 1 1

re S RGS ra rDS VU

= Wechselstromeingangswiderstand in Ω = Steilheit in A/V = y21 = Gate - Sourcewiderstand in Ω = Wechselstromausgangswiderstand in Ω = Drain-Sourcewiderstand in Ω = Spannungsverstärkung

Arbeitspunkteinstellung / Spannungsverstärkung

Seite 18

Arbeitspunkteinstellung:

RG

C1

C2

CS

RS

RD

ID

ID

UGS

URS

UDS

+UB

RU UID

B DS

D=

−

R U U UID

B DS RS

D=

− −

U U R IRS GS S D= − = ⋅

R VIGGSS

≈−0 5.

C SfSgu

≈⋅2π

Cf Rgu G

11

2≈

⋅ ⋅π

UB UDS UGS URS ID IGSS CS C1 fgu S = y2

= Betriebsspannung = Drain - Sourcespannung = Gate - Sourcespannung = Spgsabfall am Sourcewid = Drainstrom = Gate - Sourcespitzenreststrom = Sourcekondensator in F = Koppelkondensator in F = untere Grenzfrequenz in f = Steilheit in in A/V

Spannungsverstärkung:

RD

ID

URD = ID*RD

RDS

UDS

-UGS

G

+- - UE -

UGS

+

-

UB

0 012345 2 4 6 8 10 12 14 16 18

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

ID/mA ID/mA

UDS/V-UGS/V

UGS=0V

-0.5V

-1V

-1.5V

-2V

-2.5V

Abschnürgerade

AA

t t

UDSUGS

UGS UDS

RD

V

UUUDS

GS=

∆∆

V SR rR rUD DS

D DS= ⋅

⋅+

Bei rDS >> RD:

V S RU D= ⋅ V

I RUUD D

GS=

⋅∆∆

VU

∆UDS

∆UGS

S

RD

RDS

∆ID

= Spannungsverstärkung

= Ausgangswechselspannung

= Eingangswechselspannung

= Vorwärtssteilheit in A/V

= Arbeitswiderstand in Ω

= Ausgangswiderstand in Ω

= Drainstrom

KIQ mit J-Fet / Power Mos-Fet

Seite 19

Der J-FET als spannungsgesteuerter Widerstand:

+UB

RV

ID

URv

RDS

UA

-UGS

Abschnürgrenze

0 21 3 4 UDS / V0

2

4

6

8

10

ID / mAWiderstandsbereich

UGS = 0V

-1V

-2V

-3V

U RR R

UADS

V DSB=

+⋅

R U

IDSDS

D=

UA RDS RV UB ID UDS

= Spanung über dem FET in V = regelbarer Drain-Sourcewiderstand in Ω = Vorwiderstand in Ω = Speisespannung in V = Drainstrom in A = Spannungsabfall über RDS in V

J-FET als Konstantstromquelle:

+UB

RDS

RS

RL

UDS

URS = - UGS

URL

ID

IL

ID

-UGS

UGSPmax

Abschnürgrenze

= Widerstandsbereich

= PVmax

RS

RLminRLmax

UB

URGS URDS

UBmax

I = Konstant

URLmax

URLmin

R UI

UIGS

GS

D

GS

Kons t= =

tan

S

GSLD R

UII −==

RLRSDSB UUUU ++=

D

DSi I

UkR

∆∆⋅≈

RGS UGS ID, IKonstant Ri k

= Gate-Source-Widerstand in Ω = Gate-Source-Spannung in V = Drainstrom, entspricht Konstantstrom in A = Innenwiderstand der Schaltung in Ω = Gegenkopplungsfaktor k = 20 bis 100

Die Wichtigsten Eigenschaften von Power Mos-Fet’s:

- Die Gateschwelle ist nicht kompatibel zur 5V Log

- Die Eingangskapazität verursacht Probleme bei hohen Geschwindigkeiten

- Der ON – Widerstand steigt mit der Spannungsfestigkeit.

- Der ON – Widerstand steigt mit der Temperatur.

- Der Power – MOS (allgemein) verträgt keine Überspannung.

- Zwischen Drain und Source ist immer eine Diode.

Transistoren Übersicht

Seite 20

Transistor NPN PNP

B

E

C

N

P

N

B

E

C

IC

UCEIB

UBE

IB = 2 mA

IB = 3 mA

IB = 4 mA

SpannungsrückwirkungEingangswiderstand

Stromverstärkung

Ausgangsleitwert

h II

eC

B21 = =β ∆

∆

h r UI

eBE

BBE11 = =

∆∆

h D UU

e UBE

CE12 = =

∆∆

hr

IU

eC

CECE22

1= =

∆∆

RC

B

E

C

P

N

P

B

E

C

-IC

-UCE-IB

-UBE

IB = -2 mA

IB = -3 mA

IB = -4 mA

SpannungsrückwirkungEingangswiderstand

Stromverstärkung

Ausgangsleitwert

h II

eC

B21 = =β ∆

∆

h r UI

eBE

BBE11 = =

∆∆

h D UU

e UBE

CE12 = =

∆∆

hr

IU

eC

CECE22

1= =

∆∆

RC

J-FET N-Kanal P-Kanal

G

D

S

D

S

GG PP

N

∆UGS

∆ID

-UGS

ID

UGS = 3V

UGS = 2V

UGS = 1V

∆ID

∆UDS

ID

UDS

G

D

S

D

S

GG NN

P

∆UGS

∆ID

UGS

-ID

UGS = -3V

UGS = -2V

UGS = -1V

∆ID

∆UDS

-ID

-UDS

MOS-FET selbstsperrend N-Kanal P-Kanal

G

D

S

N N

P

D

S

S G

UGS

ID

UGS = 5V

UGS = 4V

UGS = 3V

∆ID

∆UDS

ID

UDS

∆UDS

∆ID

G

D

S

P P

N

DS G

-UGS

-ID

UGS = -5V

UGS = -4V

UGS = -3V

∆ID

∆UDS

-ID

-UDS

∆UDS

∆ID

MOS-FET selbstleitend

N-Kanal P-Kanal

G

D

S

N N

P

DS G

UGS

ID

UGS = 3V

UGS = 2V

UGS = 1V

∆ID

∆UDS

ID

UDS-UGS 0V

G

D

S

P P

N

DS G

UGS

-ID

UGS = -3V

UGS = -2V

UGS = -1V

∆ID

∆UDS

-ID

-UDS-UGS 0V

OP-AMP / Leerlaufverstärkung / Grundlagen

Seite 21

Symbol:

+

-+

81

2

3

∆

Interner Aufbau:

Ideale Eigenschaften:

- Unendliche Verstärkung => U1 = 0 - Unendlicher Innenwiderstand => Eingangsstrom = 0 - Ausgangswiderstand = 0 => KUQ

UU

21

in dB

-3dB

fDfgf in Hz

mit Gegenkopplung

open loop

Leerlaufverstärkung (openloop gain):

+

-+

8∆

UN

UP

UPN

Ua

U V U Ua P N= −0 *( ) weil UPN = UP - UN gilt:

U V Ua PN= 0 *

=

PN

a

UUV log*20*

0

Ua V0 V*

0 UP UN UPN

= Ausgangsspannung in V = Verstärkungsfaktor = Verstärkungsfaktor in dB = Spannung am P-Eingang in V = Spannung am N-Eingang in V = Differenzspannung in V

Gleichtaktverstärkung (common mode gain) & Gleichtaktunterdrückung (common mode rejection ration):

Verbindet man beide Eingänge, so erfolgt eine gleichphasige Steuerung und man erhält die Gleichtakt-verstärkung. Diese Verstärkung sollte möglichst klein sein. Die Gleichtaktunterdrückung ist das Verhältnis von Leerlauf-Differenzverstärkung zur Gleichtakt-verstärkung. Diese sollte möglichst gross sein.

CM

CMGl UUVV

1

2==

=

1

2* log*20UUVCM

CM

CMMR VVVG 0==

G V V VCMMR CM* * * *= = −0

V0 V*

0 VGl = VCM V*

CM U2 U1 UeCM G = VCMMR G* = V*

CMMR

= Leerlaufverstärkung = Leerlaufverstärkung in dB = Gleichtaktverstärkung = Gleichtaktverstärkung in dB = Eingangsspannung in V = Ausgangsspannung in V = Änderung der Spg am Eingang in V = Gleichtaktunterdrückung = Gleichtaktunterdrückung in dB

Ein- und Ausgangswiderstand:

r UIee

e

=

r UIaa

a

=∆∆

re ra Ue Ie ∆Ua

∆Ia

= dynamischer Eingangswiderstand in Ω = dynamischer Ausgangswiderstand in Ω = Eingangswechselspannung in V = Eingangswechselstrom in A = Ausgangsspannungänderung in V = Ausgangsstromänderung in A

Op-Amp Grundschaltungen

Seite 22

Invertierender Operationsverstärker:

R+

R2

R1

-

+

U2

U1

∆ ∞

VUU

RR

ffV

r RRV

R

rr VV

gD

a

= − = −

=

= + ≈

=

2

1

2

1

1 12

01

20

'

'*

V V0R1R2fDfg r’er’a

= Verstärkung = Leerlaufverstärkung = Vorwiderstand = Gegenkopplungswiderstand = Durchtrittsfrequenz, hier ist V = 1 = 0 dB = Grenzfrequenz, V ist um 3 dB kleiner gegenüber der V bei Gleichspannung = Eingangswiderstand des Op-Amp = Innenwiderstand

Nicht invertierender Operationsverstärker:

+

-

R1

R2

U1

U2

∆ ∞

VRR

UU

rV rV

rr VV

e

a

= + =

=

=

12

1

2

1

10

20

'*

'*

VR2R1V0r’er’are ra

= Verstärkung mit Gegenkopplung = Gegenkopplungswiderstand = Eingangsquerwiderstand = Leerlaufverstärkung = Eingangswiderstand = Ausgangswiderstand = Eingangswiderstand des Op-Amp = Innenwiderstand

Differenzverstärker:

Einen Differenzverstärker, auch Subtrahierer genannt, erhält man, wenn man beide Eingänge eines Operationsverstärkers getrennt ansteuert:

R4

R2

R1

-

+

U2

U11

∆ ∞

R3

U12

U U V U V

VRR

V

RRRR

aus = −

=

=+

+

12 2 11 1

12

1

2

2

1

3

4

1

1

* *

U2 U11 U12 V1, V2 R1, R2, R3, R4

= Ausgangspannung = Eingangsspannung am invertierenden Eingang = Eingangsspannung am nicht invertierenden Eingang = Verstärkung = Beschaltungswiderstände

Summierverstärker:

Mit dem Summierverstärker, auch Addierer genannt, können mehrere Spannungen addiert werden.

R13

R2R11

-

+

U2

U11

∆ ∞R12

U13

U12

URRU

RRU

RRU

nen2

2

1111

2

1212

2

1= + + +...

U2 U11, U12R2 R11, R12

= Ausgangspannung = Eingangspannungen = Gegenkopplungswiderstand = Vorwiderstände

Integrierer / Differenzierer

Seite 23

Integrierer:

R1

-

+

U2

U1

∆ ∞

C1

V

V0

1

0ffD

U

t

U1

t

-UB

U2

T0

Sinusförmige Ansteuerung:

11

1

1

1

2

**21CR

V

RX

UUV C

π=

=−=

bei fD ist V = 1 => R1 = XC1

Fehler! Kein gültiges eingebettetes Ob

Rechteckförmige Ansteuerung:

110

2111

*

*

CRTtUCRU

=∆∆

−=

V C1 R1 ∆U2

∆t fD f T0 V0

= Verstärkung = Gegenkopplungskondensator = Vorwiderstand = Ausgangsspannungsänderung = Zeitdifferenz = Durchtrittsfrequenz = Frequenz = Integrationskonstante = Leerlaufverstärkung

Differenzierer:

R1

-

+

U2

U1

∆ ∞C1

V

V0

1

0ffD

+U1

t

t

-U2

+U2

T0

Sinusförmige Ansteuerung:

11

1

1

1

2

**21CR

V

XR

UUV

C

π=

=−=

bei fD ist V = 1 => R2 = XC1

11**2

1CR

fDπ

=

Rechteckförmige Ansteuerung:

110

1112

*

*

CRTtUCRU

=∆∆

−=

V C1 R1 ∆U1

∆t fD f T0 V0

= Verstärkung = Vorkondensator = Gegenkopplungswiderstand = Eingangsspannungsänderung = Zeitdifferenz = Durchtrittsfrequenz = Frequenz = Integrationskonstante = Leerlaufverstärkung

Aktiver Hochpass / Aktiver Tiefpass

Seite 24

Aktiver Hochpass:

+

-R1

UaUe

R2

C1

v / dB

f / Hz

f / Hz

ϕ / °

1

-3

-90

-180

-270

-135

-225

fg fT

V UU

RZ

a

e

= − = − 2

1

( )( )Z

f CR1

1

2 2

21

2=

• • •+

π

fC Rg =

• • •1

2 1 1π

bei f = 0Hz : XC1 = ∞Ω

V RXC

= − 2

1

bei f = ∞Hz : XC1 = 0Ω

V RR

= − 2

1

VUeUafgfT

= Verstärkung = Eingangsspannung in V = Ausgangsspannung in V = Grenzfrequenz in Hz = Transitfrequenz in Hz

Aktiver Tiefpass:

+

-R1

UaUe

C2

R2

v / dB

f / Hz

f / Hz

ϕ / °

1

-3

180

90

0

135

fg

V U

UZR

a

e= − = − 2

1

( )( )

Z

Rf C

2

2

2 2

2

11

2=

+ • • •π

fR Cg =

• • •1

2 2 2π

bei f = 0Hz : XC2 = ∞Ω

V RR

= − 2

1

VUeUafgfT

= Verstärkung = Eingangsspannung [ V ] = Ausgangsspannung [ V ] = Grenzfrequenz [ Hz ] = Transitfrequenz [ Hz ]

KIQ / KUQ mit Op-Amp /Impedanzwandler / I/U Wandler

Seite 25

Konstantspannungsquelle (KUQ):

KUQ mit nichtinvertierendem Verstärker:

+

-+

8∆

Ua

R2

RL

R1

R3

UZ

UB

Formeln:

U URRa Z= • +

1 2

1

U Ua Z≥

KUQ mit invertierendem Verstärker:

+

-+

8∆

R3

Z1

R1

R2

RL

UB

UzUa

U URRa Z= − • 2

1

Für grössere Ausgangsleistungen kann am Ausgang des OP’s eine Kollektorstufe als Puffer nachgeschaltet werden!

Konstantstromquelle (KIQ):

+

-+

8∆

Z1

R1

RL

UB

Uref

RsIL

IL

IURLZ

S=

Um grosse Lastströme zu erreichen, muss der Ausgang über einen Transistor ausgekoppelt werden!

Spannungsfolger (Impedanzwandler):

+

-+

8∆

Ue

Ua

V = 1

ϕ = °0

r grosse =

r kleina = I / U Wandler:

+

-+

8∆IE

Ua

R1

U I Ra E= − • 1

Rechteckgenerator

Seite 26

Rechteckgenerator mit Operationsverstärker:

+

-

R3

R1

R2

Ua

C1

Uc / VUa / V

t / s

tp ti

UH

Uaus

Uein

UA+

UA-

0

U U UR

R Raus ein A= − = •++

2

2 1

U U UH aus ein= +

t t R C

U UU Ui p

A aus

A aus= = − • •

−+

+

+3 1 ln

t t R C

RRi p= = • • +•

3 1

2

1

12

ln

weil t ti p: = :

fti

=•1

2

UA+UausUeinUH ti tp

= max. positive Ausgangsspannung in V = Ausschaltschwelle in V = Einschaltschwelle in V = Hysterese in Vpp = Impulsdauer in s = Impulspausendauer in s

Funktion der Elemente: C und R3: R1 und R2:

RC-Glied, bestimmt die Steilheit der Lade und Entladekurve, somit auch die Frequenz des Generators. Spannungsteiler, bestimmt die Schaltschwellen (Hysterese) und ist somit auch frequenzbestimmend

Rechteckgenerator mit Schmitt-Trigger:

1C1

R2R1

Ua

UA+

Ua / VUc / V

t / s

tp

t2

t1

UH

Uaus

0

ti

Uein

U U UH aus ein= − t t t ti p= = −2 1

t t

UU

UUi P

aus

a

ein

a

= = − • −

− −

+ +

τ ln ln1 1

−−

••−==+

+

eina

ausaPi UU

UUCRtt ln11

weil t ti p: = :

fT ti

= =•

1 12

Ua+ UausUein UH ti tp T t

= max. pos. Ausgangsspannung in V = Ausschaltschwelle in V = Einschaltschwelle in V = Hysterese in Vpp = Impulsdauer in s = Impulspausendauer in s = Periodendauer in s = Zeitkonstante in s

Funktion der Elemente: R1 und C1: R2:

RC-Glied, bestimmt die Steilheit der Lade- und Entladekurve, somit auch die Frequenz des Generators. Schutzwiderstand für den C-MOS-Eingang

Astabilerr Multivibrator / Rechteckgenerator

Seite 27

Astabiler Multivibrator:

R2 R4R1 R3

Out Out

C1 C2

V1 V2

Vcc

V3 V4

Out / V

t / s

t itp

0 .2

Vcc

Out / V

t / s

t p ti

0 .2

Vcc

Funktionen der Elemente:

R1 und R4: Pull-up Widerstände R2 und C1: RC-Glied für V2 R3 und C2: RC-Glied für V1 V3 und V4: Schutzdioden, für V1 und V2, gegen negative Über-spannung

( )5.0ln•−= τit

( )5.0ln23 ••−= CRti

( )t R Cp = − • •2 1 05ln .

fT t ti P

= =+

1 1

t VccVcci = − • −

•

τ ln 12

( )R R

Vcc U Bü I

BE

C2 3= =

− ••

R RVcc U

ICESAT

C1 4= =

−

gtiT

=

Vcc ti tp f T τ UCESATIC UBE B ü g

= Speisspannung in V = Impulsdauer in s = Impulspausendauer in s = Frequenz in Hz = Periodendauer in s = Zeitkonstante in s = Sättigungsspannung in V (≈ 0.2V) = Kollektorstrom in A = Basisvorspannung in V (≈ 0.7V) = Gleichstromverstärkung = Übersteuerungsfaktor (≈ 2-10) = Tastgrad

Rechteckgenerator mit LM555:

RD

TRTH

LM555

Vcc

RA

RB

C1

Out

Out / VUc / V

t / s

titp

UH

2/3 Vcc

1/3 Vcc

Vcc

Funktion der Elemente: RA: Pull-up Widerstand RB und C1: RC-Glied

Spezielle Ausgänge: D: Open Collector-Ausgang mit festgebundenem GND.

(schaltet zwische 0V und Vcc) TR und TH: misst 1/3 und 2/3 Vcc und schaltet ent-

sprechend den Ausgang „D“.

U Vcc VccH = −23

13

−•−=

VccVccti

32

31

1lnτ

( ) ( )t R R Ci A B= − + • •1 05ln .

( )t R Cp B= − • •1 05ln .

( )ln . .05 0 693≈ −

fT t ti p

= =+

1 1

Vcc UH ti tp f T τ

= Speisspannung in V = Hysterese in Vpp = Impulsdauer in s = Impulspausendauer in s = Frequenz in Hz = Periodendauer in s = Zeitkonstante in s

Dreieck- und Sägezahngenerator

Seite 28

Dreieck- und Sägezahngenerator mit einem Op-Amp:

t / s

Out1 / V

t / s

Out2 / V

t / s

Out3 / V

t

t1t

t1t

8

-

+C1

R1

R3

R2

V1 V2

Out1/Out2/Out3

ohne Diode

mit V2

mit V1

Funktion der Elemente: R3 und C1: RC-Glied, bestimmt die Steilheit der Lade- und

Entladekurve, somit auch frequenzbestimmend. R1 und R2: Spannungsteiler, bestimmt die Schaltschwellen

(Hysterese), somit ausch frequenzbestimmend.

+•

+=−= aeinaus U

RRRUU

21

2

∆U U Uout aus ein= +

t R C UU U

out

a aus

= − • •+

+3 1 ln ∆

Dreieckgenerator: f

T t= =

•1 1

2

Sägezahngenerator:

t s1 0= (ideal)

fT t

= =1 1

Uaus Uein Ua+ ∆Uoutt t1 f T

= Ausschaltschwelle in V = Einschaltschwelle in V = max. pos. Ausgangsspannung in V = Amplitude in Vpp = Zeit in s = steile Flanke beim Sägezahn in s = Frequenz in Hz = Periodendauer in s

Dreieck- und Sägezahngenerator mit zwei Op-Amp’s:

8

-

+

8

-

+OP1 OP2

C1

R1

R3R2

V1V2

Out1/Out2/Out3

IKONST

IKONST

t / s

Out1 / V

t / s

Out2 / V

t / s

Out3 / V

t

t1

t

t1

t

Schaltung: OP1, C1 und R3: Integrator OP2, R1 und R2: Schmitt-Trigger Ausgänge: Out1: ohne Diode - Dreieckgenerator Out2: mit V2 - Sägezahn (fallend) Out3: mit V1 - Sägezahn

U URR

Uaus ein a= − = • +1

2

∆U U Uout aus ein= +

t C U RU

out

a

=• •

+

1 3∆

Dreieckgenerator: f

T t= =

•1 1

2

Sägezahngenerator:

t s1 0= (ideal) f

T t= =

1 1

f t t1 T ∆Uout Ua+ Uaus Uein

= Frequenz in Hz = Zeit in s = schnelle Flanke beim Sägezahn in s = Periodendauer in s = Amplitude in Vpp = max. Ausgangsspannung des OP2 in V = Ausschaltschwelle in V = Einschaltschwelle in V

Sinusgenerator

Seite 29

Phasenschieber mit Hochpasskette (RC):

+

-+

8∆

Ua

R2

R1

R

C

RR

CC

fR CS = • •

1154.

vRR

= =29 2

1

ϕHp = + °60

k =1

29

fS

ϕHp v k

= Schwingfrequenz in Hz = Phasenverschiebung eines Hochpassgliedes in ° = Verstärkungsfaktor des OP = Rückkopplungsfaktor der Hochpässe

Ein Generator mit Hochpasskette schwingt unterhalb der Grenzfrequenz seines Hochpassglieder! Phasenschieber mit Tiefpasskette (RC):

+

-+

8∆

Ua

R2

R1

R

C

R R

C C

fR CS = • •1

2 5.

ϕTp = − °60

vRR

= =29 2

1

k =1

29

fS ϕTp v k

= Schwingfrequenz in Hz = Phasenverschiebung eines Tiefpassgliedes in ° = Verstärkungsfaktor des OP = Rückkopplungsfaktor der Tiefpässe

Ein Generator mit Hochpasskette schwingt oberhalb der Grenzfrequenz seiner Tiefpassglieder Wien-Robinson-Generator (RC):

++

-

8∆Ua

R2

R1

R

R

C

C

fR C0

12

=• • •π

ϕHp = + °45 ϕTp = − °45

vRR

= =3 2

1

k =13

f0 ϕHp

ϕTpv k

= Schwingfrequenz in Hz = Phasenverschiebung des HP-Gliedes in ° = Phasenverschiebung des TP-Gliedes in ° = Verstärkungsfaktor des OP = Rückkopplungsfaktor des Hoch- und Tiefpssses

Der Wien-Robinson-Generator schwingt bei der Grenzfreqeuenz seines Hoch- und Tiefpasses!

Sinusgenerator / Quarz

Seite 30

Meissner-Oszillator (LC):

Ua

R1

R2

C2

C1R4

L1L2

Ua

fC L0

2 1

12

=• • •π

ϕTrafo = + °180 ϕTrans = + °180

vIIC

B=

kNN

= 2

1

f0 ϕTrafo ϕTrans v k IC IB N1 N2

= Schwingfrequenz in Hz = Phasenversch. des Transformators in ° = Phasenverschiebung des Transistors in° = Verstärkungsfaktor des Transistors = Rückkopplungsfaktor des Trafos = Kollektorstrom in A = Basisstrom in A = Windungsanzahl der L1 = Windungsanzahl der L2

Der Meissner-Osszillator schwingt bei der Grenzfrequenz seines Paralellschwingkreises! Quarz:

Schaltzeichen:

Ersatzschaltbild:

CP

C L R

Schaltungsbeispiel eines Quarz-Oszillators:

1Out

HC-MOS-IC’s verwenden!

Vierschichtdiode / Sägezahngenerator

Seite 31

Vierschichtdiode:

Schaltzeichen und interner Aufbau: Formel:

A

K

P

N

P

N

A

K

H

B

IUR =1

R1UBIH

= Widerstand = Betriebsspannung = Haltestrom

Grundschaltung: Kennliniendiagramm:

A

K

UB

+

R1

Allgemein: - Andere Namen : Einrichtungs-Thyristordiode, Triggerdiode. - Schalter, der mit einer Spannung an A und K gesteuert wird. - Nur 2 Zustände: Sperren / Leiten. - Kann nur in eine Richtung betrieben werden. - Zündung durch eine Spannung UAK = Zündspannung US. -Gelöscht wird durch Unterschreiten der Haltespannung UH, bzw. des Haltestromes IH. - Der Strom in Durchlassrichtung muss begrenzt werden! Sägezahngenerator mit Vierschichtdiode:

UB

+

Ua

R1

R2

C

Ua

US

UH

tL tE

Tt

−

⋅⋅+=SB

BL UU

ULnCRRt )( 21

⋅⋅=

H

SE U

ULnCRt 2

LEL ttt

f 11≈

+=

UB IH tL tE US UH f

= Betriebsspannung in V = Haltestrom in A = Ladezeit des Kondensators in s = Entladezeit des Kondensators in s = Schaltspannung in V = Haltespannung in V = Frequenz der Sägezahnspannung in Hz

Diac / UJT

Seite 32

Diac:

Allgemein: - Andere Namen : Zweirichtungs-Thyristordiode. - Schalter, der mit einer Spannung an A und K geschaltet wird. - Nur 2 Zustände: Sperren / Leiten. - 2 Typen: 3-und 5-Schicht-Version. Siehe Kurve. - Kann in beide Richtungen betrieben werden. - Die Zündung erfolgt über eine Spannung an A und K: Zündspannung US. - Gelöscht wird durch Unterschreiten der Haltespannung UH, des Haltestromes IH. - Der Strom muss in Durchlassrichtung begrenzt werden!

Diac drei Schicht Typ:

P

N

P

Diac fünf Schicht Typ:

P

P

N

N

N

Unijunctiontransistor UJT:

Allgemein: - Schalter, der mit Steueranschluss E geschaltet wird. - Nur 2 Zustände: Sperren / Leiten. - Das Verhältnis UZB1 zu UB2B1 wird inneres Spannungsverhältnis genant und mit η bezeichnet - Gezündet wird, indem: UE = UB2B1 · η + 0.6V erreicht

E

B2

B1

P

N

B1

B2

E

rB2

rB1

B1

E

B2

Z

Ersatzschaltung und Kennlinie:

rB2

rB1

B1

E

B2

UF

UBB

UEB1

B1

η∗UBB

+

-

IE

UEP = Höckerspannung

IV

UEV = Talpunkt

IP

Unijunctiontransistor (Fortsetzung):

BBFEPEB UUUU ⋅+=> η1

max

2

E

BBV I

UP =

UEB1 UEP UF η PV UBB RBB

= Eingangsspannung in V = Höckerspannung in V = Durchlassspannung UF = 0.7V = inneres Spannungsverhältnis η = 0.6-0.8 = Verlustleistung in W = Interbasisspannung in V = Interbasisswiderstand in Ω

UJT

Seite 33

Grundschaltung:

UB

UB1

RV

C

RB2

RB1

A1

A2

UC

E

B1

B2UBB

UC

UEP

UEV

t

UB1

IE*RB1

UEV

t

B

BBB U

RVR⋅

⋅≈

η7.0

2

max1 5

E

EPB I

UR ⋅≈

−

⋅⋅⋅≈EPB

BVL UU

ULnCRt

⋅⋅⋅=

EV

EPBE U

ULnCRt 1

LEL tttf 11

≈+

=

( ) CUUIfEVEP ⋅−

=

UEP UEV

η RBB IEmax UB tL tE f I

= Höckerspannung in V = Talspannung in V = inneres Spannungsverhältniss η ≈ 0.6-0.8 = Interbasiswiderstand in Ω = max. Emitterstrom in A = Betriebsspannung in V = Ladezeit des Kondensators in s = Entladezeit des Kondensators in s = Frequenz der Sägezahn- und Impulsspannung in Hz = konst. Aufladestrom des Kondensators in A

Thyristor / Triac

Seite 34

Thyristor:

Allgemein: - anderer Name: Thyristordiode - kathoden- bzw. anodenseitig steuerbar - 2 stabile Zustände: sperren und leiten - durch Gate steuerbar Schaltzeichen:

Thyristor,allgemein

Thyristor,kathodenseitigsteuerbar

Thyristor,anodenseitigsteuerbar

A1

A2

G

G

GA1 A1

A2 A2

p

n

p

n

A

K

G 1

G 2

Kennwerte:

Haltestrom IH: Kleinster Wert des Durchlassstromes. Wird dieser unterschritten, kippt der Thyristor in den Sperrzustand.

Zündstrom IGT: Minimal erforderlicher Wert, damit das Element zündet.

Zündspannung UGT: Minimale Spannung, damit der Thyristor richtig zündet.

Nullkippspannung UK0: Die Nullkippspannung entspricht der Schaltspannung bei der Vierschichtdiode. Hier ist IGT 0 mA.

Sperrstrom IR, ID: IR ist der Sperrstrom im Sperrbereich, ID derjenige im Blockierbereich.

UAK

I

I GT =

100

mA

10 m

A

0 m

A

IH

UHUK0

Durchlassbereich

Übergangsbereich

BlockierbereichSperrbereich

Triac:

Schaltzeichen:

Aufbau Symbol

A1

A1

A2A2

G2

G1

G

Aufbau:

Der Triac (Triode alternating current switch) ist eine Antiparallelschaltung von zwei Thyristoren. Mit dem Triac kann man, im Gegensatz zum Thyristor, auch negative Halbwellen steuern.

Triggermudus:

Für den Triac bibt es vier Ansteuerungsarten, sogenannte Triggermodus:

I+ : UA2A1 = positiv, UGA1 = positiv I- : UA2A1 = positiv, UGA1 = negativ III+ : UA2A1 = negativ, UGA1 = positiv III- : UA2A1 = negativ, UGA1 = negativ Kennwerte:

Die Kennwerte entsprechen denen des Thyristors.

UA1A2

I

IG =

100

mA

10 m

A

0 m

A

IH

UHUK0

Durchlassbereich

Übergangsbereich

Blockierbereich

I

IG = 100 m

A

10 mA

0 mA

UK0

Durchlassbereich

Übergangsbereich

Blockierbereich

Leistungsverstärker

Seite 35

Gegentaktverstärker im B-Betrieb: Der Gegentaktverstärker besteht aus zwei kompementären Verstärkerstufen.

Der Arbeitspunkt liegt so, dass jeder Transistor nur eine Signalhalbwelle verarbeitet.

Er ist am Ende der Geraden, bei IC ≈ 0 und UCE = UB.

Merkmale: - Ausgangsseitig 2 Transistoren - An den Basen zusammengeschalten - Kleiner Ruhestrom - Für grosse Ausgangsleistungen - Übernahmeverzerrung (-0.7V ...+0.7V) - Guter Wirkungsgrad - Doppelte Signalamplitude als A- Betrieb

G~

R L

+ U B

-U B

A

ICmax

ICmax=0

UB

UCE

t

IC

t

Arbeitsgerade

η =

≈ ⋅

= ⋅ ⋅

=− ⋅

=−

≈ ⋅ ⋅

≈

=

=

≈

= ≈

PP

P UR

P U I

PU U i

P P P

P i U

RLB

L

B CM

B CEsat C

V

V C B

max

max .

12

2

2

20 07

2

b g

PRLmax η P~ P= PV ICM

= höchste auftretende Leistung an RL = Wirkungsgrad = Sprechwechselleistung = Gleichstromleistung = Verlustleistung = Mittelwert

Leistungsverstärker

Seite 36

Gegentaktverstärker im AB-Betrieb: Der Arbeitspunkt des AB-Betriebs liegt zwischen dem A-Betrieb und dem B-Betrieb.

Kleine Signale werden im A-Betrieb, grosse Signale wie im B-Betrieb verstärkt.

Der AB-Betrieb ist besonders verzerrungsarm.

Merkmale: - Ausgangsseitig 2 Transistoren - An den Basen nicht zusammenge-schalten (min. 2 Dioden) - Kleiner Ruhestrom - Für grosse und kleine Ausgangs-leistungen - Kleine Verzerrungen - Wirkungsgrad zwischen A- und B-Betrieb

RL

+UB

-UB

R1

R2

A

ICmax

ICmax=0UB

UCE

t

IC

t

Arbeitsgerade

A

Grosses Signal: B-Betrieb

Kleines Signal: A-Betrieb

R R U Û

I

I i

P U I

P i R

P P P

PP

B a

B

CmC

B Cm

C L

V

1 2

2

2

2

= ≈−

=

= ⋅

=⋅

=−

=

=

≈

= ≈

≈

=

max

max

π

η

Ûamax ICm iC P= P~ PV η

= Grösste Signalamplitude in V = Mittelwert von IC in A = ICpeak in A = Gleichstromleistung in W = Sprechwechselleistung in W = Gesamtverlustleistung in W = Wirkungsgrad